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TD-SCDMA手机射频前端设计


TDTD-SCDMA 手机射频前端设计
时间:2009-07-23 11:14:42 来源:电子工程专辑 作者:王险峰

美信今年一季度开发出商用的 TD-SCDMA 手机射频套片,为 TD-SCDMA 的商用化进程立下战功。本文在该公司基于 此套片的参考设计基础上,详细探讨了在 TD-SCDMA 手机射频前端设计中应考虑的一些关键技术问题。 TD-SCDMA 与另外两种第三代移动通信标准相比有四大技术特点:双向智能天线技术、反向链路同步技术、反向联 合检测技术、动态信道分配技术,其中双向智能天线技术得益于它收发同频。除四大技术特点外,TD-SCDMA 还有终端费 用低、运营成本低的优势,终端费用低得益于 TDD 工作模式;运营成本低得益于收发同频,不需要成对频点。

图 1:TD-SCDMA 手机射频 单元参考设计功能框图
美信公司新推出的商用 TD-SCDMA 手机射频套片共有两颗:MAX2507 和 MAX2392。MAX2507 是发射芯片,集成了自 模拟 I/Q 至功放输出的所有电路,主要功能模块有:I/Q 正交调制器、混频器、可变增益放大器、功率放大器、射频本 振 VCO、射频锁相环、中频本振电路、射频功率检波器。MAX2392 是零中频接收芯片,集成了自低噪声放大器至模拟 I/Q 输出的所有电路,主要功能模块有:低噪声放大器、I/Q 正交解调器、可变增益放大器、信道选择滤波器、DC-Offset 自动去除电路、I/Q 幅度自动校准电路、VCO、锁相环。为方便用户设计,MAXIM 还提供有完整的参考设计方案(图 1), 该参考设计的有效射频 PCB 面积为 6.6 平方厘米,工作在 3-3.6V,可直接由单节锂电池供电。 3GPP 针对 TD-SCDMA 终端规定了很多技术指标,这些指标根据其制定的目的可以分作三大类:一是为满足系统自 身的需要而设定的指标,如发射机输出功率等级、功率控制精度、最小可控发射功率、发射信号调制精度 EVM、接收机 灵敏度、最大可接收信号幅度、频率稳准度等;二是为反映系统鲁棒性而设定的指标,如接收机杂散响应指标、抗单音 双音干扰指标、接收机邻道选择性指标 ACS 等;三是为防止该系统对系统自身或其它系统造成干扰而设定的指标,如收 发信机杂散辐射指标、发射机邻道功率泄漏 ACLR、发射信号频域模板、发射机互调指标等。对于这些指标的详细论述, 请参考 3GPP 相关标准。本文以 MAXIM 参考设计为例,仅就一些具有挑战性的指标加以讨论。 ACLR 指标 ACLR 指标是为防止发信机对邻近频点信道造成干扰而设定的指标, 它也是衡量发射机非线性失真程度的一个重要 指标。TD-SCDMA 信号属于非恒包络调制,它的成型滤波器是根升余弦滤波器,滚降系数为 0.22,因此当通道存在非线 性幅度压缩时,在 TD-SCDMA 信号频谱两侧会产生新的频谱成份,ACLR 指标是指落入邻近信道的信号与主信道信号功率

之比。TD-SCDMA 标准规定相邻信道 ACLR 指标应不大于-33dBc,隔一信道该指标应不大于-43dBc,但当泄漏到邻近信道 的信号功率小于-55dBm 时,可不考虑 ACLR 指标。MAXIM 参考设计在最大发射功率时,邻信道与隔一信道 ACLR 指标都有 较大余量。 MAX2507 还有一个特点就是它在小信号发射时,ACLR 指标并不是变得非常好,看来是一个缺点,实际上这恰恰是 MAXIM 工程师在设计 MAX2507 时的独具匠心之处。MAX2507 保证 ACLR 指标在所有发射功率电平下均能满足标准要求,且 有一定余量的同时,根据发射功率大小自适应地调整功放偏置电流,这使得该芯片在实际应用中非常省电。 发射信号频谱模板 发射信号频谱模板与 ACLR 同是为防止发信机对邻近频点信道造成干扰而设定的指标,同是由通道的非线性幅度 压缩而引起的,较 ACLR 指标相比,该指标更严格一些。ACLR 指标只是粗略地规定了再生频谱分量与主信道频谱分量功 率之比,而频谱模板则详细规定了再生频谱分量在偏离载波 0.8MHz 至 4MHz 范围内的相对大小。如果你测试过一些线性 功放,你就会发现有时 ACLR 指标很好,但却不能满足频谱模板的要求,原因是再生的频谱分量上下两个边带不对称, 且边带的形状并不是想象中的 3 阶、5 阶频谱的叠加形状,其形状之所以较理想非线性产物频谱有较大差异,是因为它 和非线性器件输入输出匹配有关。虽然 MAX2507 已设计成 50 欧姆输入输出阻抗以方便客户使用,但实际应用中 MAX2507 功放前后的电路并不总是很理想,这样就造成了再生频谱分量的不对称和某些频点处有凸包出现,以至于不能满足频谱 模板的要求。为对付该问题,MAXIM 在 MAX2507 内部设计了一个巧妙的电路,通过更改寄存器数值来补偿外部电路的非 理想性,从而可以轻松解决该问题。

图 2:交叉调制现象举例
发射信号调制精度 EVM EVM 是衡量发射机发射信号调制精度的一个重要指标,需注意的是该指标不是简单定义射频信号的调制精度,而 是先将射频信号映射到 I/Q 平面,然后经过匹配滤波器, 再抽样得到离散的 I/Q 数值,EVM 衡量的是该离散 I/Q 数值的 精度。它与射频信号的精度是不一样的,原因是在求离散 I/Q 数据点时采用了成型滤波器,在频域上看该滤波器可以将 带外噪声抑制掉一些,从而提高了调制精度指标。3GPP 标准中还指出在测量时,应尽可能地调整解调过程中本振的频率 和相位,以及采取所有可能的措施使最终误差最小,这也就是说射频调制信号中有些失真与干扰将不计入 EVM 值,这些 包括射频通道的线性失真、载波泄漏、I/Q 正交调制器的移相偏差、正交分量与同相分量幅度的不平衡,这样算下来, 影响 EVM 指标的还有两大因素:相位噪声与非线性产物。方程 1 是一个简化公式用来估算 EVM 值。 EQ1 其中,ACLR 是指相邻信道的 ACLR 测量值,Qrms 是累积相位误差,9.5 是针对 TD-SCDMA 标准的一个修正值。 为验证方程 1 是否正确,我们先利用 ESG 信号源产生简单的 QPSK I/Q 信号,这里码片速率为 1.28M,成型滤波 器为 0.22 滚降系数的根升余弦滤波器,将该信号加到图 1 所示参考设计的输入端,调整参考设计配置使其输出功率为 21dBm, 这时利用 FSIQ 测得 EVM 约等于 3.5%, 邻信道 ACLR 为-38.5dBc; 接下来我们移开 ESG 信号源, 将参考设计的 TxI+ 短接到地,从而在天线端口得到一个正弦波信号,用 FSIQ 测量该正弦波的相位噪声,最后计算出 1kHz-1MHz 范围内累 积相位噪声约为 1.5 度。我们将上面测试结果代入方程 1 式得: EQ2

比较 EVM 测量值和计算值,其误差不到一个百分点,可见方程 1 作为 EVM 的估算公式还是很有效的。3GPP 标准要 求 EVM 指标不大于 17.5%,由上面测试结果可以看到图 1 所示参考设计有很大余量。 接收机灵敏度与 NF 接收机灵敏度是一个系统指标,不仅接收机射频通道的性能影响该指标,基带单元的解调算法也会影响该指标, 用此指标来直接衡量射频接收机的性能好坏显然不合适。接收机射频通道对小信号的恶化主要是加性白噪声的影响,它 反应接收机的噪声系数指标。相位噪声也会影响信号接收质量,但在小信号时相对加性白噪声的影响则微乎其微,故在 此不考虑相位噪声的影响。因此当接收机基带单元确定的情况下,接收机灵敏度信号电平则与整机噪声系数有着直接对 应关系。3GPP TR 25.945 标准指出只要接收机噪声系数不大于 9dB,整机就应该满足灵敏度指标(灵敏度电平为-108dBm) 要求,这里也暗示了如还有问题,则应该是基带解调的问题,与射频接收机无关。图 1 所示的参考设计整机噪声系数约 为 5.7dB,相对 9dB 的最低要求有 3.3dB 余量,因此采用该射频套片的手机其整机灵敏度应能达到-111dBm。 接收机非线性指标要求 3GPP TD-SCDMA 标准众多指标中有很多与接收机非线性有关,这些指标归纳起来有两类:一类是为防止小信号时 强干扰造成性能下降而设定的指标,如阻塞、杂散响应、双音互调;另一类指信号自身幅度太强,这里仅有一个指标就 是最大输入信号电平指标。为灵活应对这些指标要求,同时考虑手机的节电要求,MAXIM 为接收芯片 MAX2392 设计了多 种工作模式。 MAX2392 的低噪声放大器有高低两种增益模式, 混频器也有两种增益模式, 同时混频器的线性度也有两档, 这样组合起来 MAX2392 有四种区别比较明显的模式:HGML、HGHL、MG、LG。HGML 指高增益中等线性度模式,这时低噪声 放大器处于高增益状态,混频器处于高增益低线性度状态。HGHL 指高增益高线性度模式,这时低噪声放大器处于高增益 状态,混频器处于高增益高线性度状态。MG 指中等增益模式,这时低噪声放大器处于高增益状态,混频器处于低增益状 态, 与混频器的线性度无关。 指低增益模式, LG 这时低噪声放大器与混频器都处于低增益状态, 与混频器的线性度无关。 下面分别就一些具体的非线性指标要求做详细讨论。 a)接收机最大输入信号电平指标。该指标涉及到接收机的两个问题:接收机通道增益控制范围,因为该指标规定 了天线端口最大输入信号电平,而灵敏指标规定了最小输入信号电平,我们总希望基带接口处电平恒定,这就要求通道 增益控制范围至少大于这两个指标规定的电平之差;该指标牵扯到的另一个射频通道技术指标就是要求通道在如此大的 信号电平下不能发生明显的限幅。针对该指标要求,MAXIM 建议将 MAX2392 置为低增益模式。图 1 所示参考设计在低增 益模式下测到输入 1dB 压缩点为-11.6dBm,而最大输入信号电平为-25dBm,显然可以满足要求。 b)杂散响应与阻塞指标。杂散响应主要是针对超外差接收机提的指标,杂散响应点也称为寄生频道,它是射频本 振与中频的组合频率。与一般阻塞相比,当干扰落在这些寄生频道上时,它会对系统造成更大的危害。MAX2392 是零中 频接收机,所以该问题不明显。阻塞指标又分为频段内阻塞指标与频段外阻塞指标,频段外阻塞指标对系统的影响部分 地可由前端射频滤波器解决。阻塞信号对系统的影响有四个方面:倒易混频影响、交叉调制影响、阻塞信号二次项成份 的影响、阻塞信号直接透过信道滤波器加到基带单元输入端口造成的影响。倒易混频影响是指干扰信号与本振边带噪声 混频产物对系统的影响,它与本振相位噪声指标有关,与通道非线性指标无关,后文再作详细讨论。阻塞信号直接透过 信道滤波器造成的影响与信道滤波器的带外抑制特性有关, 与通道非线性指标无关, 我们也把这个影响放到后面去讨论。 图 2 是以放大器为例来说明交叉调制现象,混频器也有交叉调制现象。图 2 中 f1 频点处信号可认为是阻塞信号, 假定其功率谱密度函数为矩形函数,频点 f2 处点频信号是所要的信号,由图中看到在输出信号频谱中 f2 处有三角型频 谱出现,这也就是所说的交叉调制产物,该交叉调制产物大小与通道三阶截止点有关,当输入阻塞信号为平稳正态过程 时,交叉调制产物功率可由方程 3 算出: EQ3 即便频点 f2 处所要的信号不是点频信号,交叉调制产物依然存在,且电平大小同样由方程 3 给出,只是这时交 叉调制产物的频谱形状不再是三角形,而是三角形与信号功率谱密度函数的卷积。上面得出的公式是基于正态噪声这一 假设的,一般干扰信号与正态噪声相比更接近恒包络信号,交叉调制产物会小一些,当干扰信号为恒包络时,交叉调制 产物为零。

图 3:阻塞信号二次项成份 对系统的影响模型
3GPP 规定 TD-SCDMA 终端当存在一个调制类型的干扰信号在±4.8MHz 处, 电平为-49dBm, 系统灵敏度可下降 3dB。 如果我们认为灵敏度下降是因为交叉调制产物所导致的,只要交叉调制产物功率不大于灵敏度电平时的带内总噪声功率, 则该指标就没有问题。假定接收通道噪声系数为标准所要求的最低指标 9dB,由此可以推出该指标所要求的等效三阶截 止点,该三阶截止点与输入阻塞信号的频率偏移量有关,因为接收通道包括信道选择滤波器。 EQ4 阻塞信号二次项成份对系统的影响模型如图 3。阻塞信号的二次失真产物由三部分构成,当阻塞信号为平稳正态 过程时,这三部分产物功率相等,功率大小图 3 已标出。注意图 3 中的公式是基于正态噪声这一假设的,一般干扰信号 与正态噪声相比更接近恒包络信号,低频交流产物会小一些,当干扰信号为恒包络时, 低频交流产物为零。该干扰模 型仅是针对零中频接收机而言,零中频接收机可简单等效成一个混频器,混频器输出包含本振频率与输入信号频率的各 种组合分量,而该干扰模型即是输入信号的二次与本振频率零次的组合分量,该组合分量中的低频交流成份与直流成份 恰好落在我们要的频带内, 会影响系统性能。 直流成份的影响也就是通常所说的 DC-offset, MAX2392 有专门的 DC-Offset 去除电路,而低频交流成份则无法去除。 3GPP 规定 TD-SCDMA 终端当存在一个调制类型的干扰信号在±4.8MHz 处, 电平为-49dBm, 系统灵敏度可下降 3dB。 如果认为灵敏度下降是因为阻塞信号二次项成份中的低频交流产物所导致的,只要该产物不大于灵敏度电平时的带内总 噪声功率,则该指标就没有问题。假定接收通道噪声系数为标准所要求的最低指标为 9dB,由此可以推出该指标所要求 的等效二阶截止点,该二阶截止点与输入阻塞信号的频率偏移量有关,因为接收通道包括信道选择滤波器。 EQ5 MAX2392 有四种工作模式,在没有干扰而且信号较弱时,建议采用 HGML 模式;上面阻塞指标所讨论的情况应该是 信号很弱,而且有较强干扰,这时建议将 MAX2392 置为 HGHL 模式。通过讨论我们得到两个射频通道指标:IP2 和 IP3,关 于 IP3,下面所要讨论的双音互调指标会有更高要求。方程 5 给出了阻塞指标所要求的 IP2 应大于 3dBm,图 1 的参考设计 在该指标上有很大余量。 c)双音互调指标。无论是零中频接收机还是超外差接收机都会面临双音互调干扰问题。影响该指标的主要是混频 器及前面各级有源器件,混频器后面电路因有信道滤波器的缘故,对此指标影响不大。3GPP 规定 TD-SCDMA 终端当存在 两个干扰信号,一个为调制类型的干扰信号,在±6.4MHz 处,电平为-46dBm,另一个为点频类型干扰信号,在±3.2MHz 处,电平为-46dBm,系统灵敏度可下降 3dB。如果认为灵敏度下降是因为互调产物所导致的,只要该产物功率不大于灵 敏度电平时的带内总噪声功率,则该指标就没有问题。假定接收通道噪声系数为标准所要求的最低指标为 9dB,由此可 以推出该指标所要求的等效三阶截止点,该三阶截止点与输入干扰信号的频率偏移量有关,因为接收通道包括信道选择 滤波器。 EQ6 针对互调抑制指标所讨论的情况,MAX2392 应设置为 HGHL 模式,在该模式下,图 1 所示参考设计完全能够满足该 指标要求,且有一定余量。 接收机信道选择性要求 TD-SCDMA 标准规定的与接收机线性幅频特性有关的指标包括:ACS、阻塞、杂散响应、交调抑制。阻塞与杂散响 应点远离 TD-SCDMA 频段时,可通过选择射频前端的频段滤波器加以解决,对于频段内的阻塞干扰和杂散响应点,及双

音互调干扰,是要通过信道滤波器加以滤除。对于超外差结构的接收机来讲,信道滤波器就是混频器后通常采用的声表 面波滤波器。MAX2392 是零中频接收芯片,它的信道滤波器是 I/Q 支路上的有源低通滤波器,这已集成在芯片内部而且 指标很高。ACS 是 3GPP 对接收机所规定的唯一的一个纯射频技术指标,它直接规定了接收机信道滤波器对邻近信道(± 1.6MHz)的抑制程度为 33dB。带内阻塞指标规定当±3.2MHz 处存在-61dBm 的调制干扰时,或±4.8MHz 处存在-49dBm 的 调制干扰时,系统灵敏度允许下降 3dB。如果认为灵敏度下降是因为阻塞干扰直接透过滤波器加到基带单元输入端口所 导致的,而不考虑非线性和倒易混频的影响,只要透过去的干扰功率不大于灵敏度电平时的带内总噪声功率,则该指标 就没有问题。假定接收通道噪声系数为标准所要求的最低指标(9dB),可以推出该指标所要求的信道滤波器带外抑制特 性: EQ7 EQ8 双音互调指标规定的两个干扰信号,一个是点频干扰,另一个是己调类型干扰,点频干扰其特征明显,基带很容 易处理掉,这里只考虑已调干扰的影响,按与上面带内阻塞同样的分析方法可推出: EQ9 至此,对信道滤波器带外抑制特性我们有了 4 个参数,即该滤波器对±1.6MHz 通道相对抑制应不小于 33dB,对 ±3.2MHz 通道相对抑制应不小于 43dB,对±4.8MHz 通道相对抑制应不小于 55dB,对±6.4MHz 通道相对抑制应不小于 58dB。MAX2392 信道选择滤波器指标远远高于上述四点要求,关于滤波器的频响特性曲线请参考 MAX2329 数据手册。 相位噪声 TD-SCDMA 标准没有明确提出收发信机相位噪声指标,但标准规定的很多其它指标与相位噪声有关:发射信号调制 精度 EVM 指标与发通道锁相环的相位噪声有关,方程 1 给出了它们之间的关系,其实 EVM 主要还是由非线性指标所决定 的,除非锁相环指标太差;接收机灵敏度与接收通道本振相位噪声指标有关,但灵敏度指标对相位噪声要求不高,即便 是 16QAM 信号也是一样,影响灵敏度的主要还是加性白噪声;频率稳准度指标与收发锁相环指标均有关。频率稳准度指 标好像在讲频率精确度问题,但仔细琢磨一下标准规定的测试方法,就会明白频率稳准度指标与噪声系数、接收发射通 道本振相位噪声、基带单元频率估值算法有关。该指标主要取决于基带算法和发射通道锁相环相位噪声,图 1 所示参考 设计中发射芯片 MAX2507 的锁相环是∑-△型锁相环,相位噪声指标非常高;阻塞指标、双音互调指标与接收通道本振 相位噪声指标有关。阻塞指标、双音互调指标对系统的影响有一个途径就是倒易混频。在阻塞抑制指标和双音互调指标 中都提到允许接收机灵敏度下降 3dB,如果认为灵敏度下降的原因全部是由倒易混频产物导致的,则只要该产物功率不 大于灵敏度电平时的带内总噪声功率,该指标就没有问题。仍假定接收通道噪声系数为标准所要求的最低指标(9dB), 可以导出一个限制本振远端噪声底的指标: EQ10 在阻塞及双音互调指标中提到的最大干扰功率为-46dBm 点频信号,偏离有用信号中心为 3.2MHz,将该值代入上 式,得到关于接收机本振相噪的一个指标:本振相位噪声在偏离中心 3.2MHz 外,必须优于-119dBc/Hz。MAX2392 在该点 处的相位噪声远优于此最低要求。 DC零中频接收机与 DC-Offset 但凡零中频接收机都有 DC-offset 问题,DC-offset 的产生有这样几个原因:本振自混、混频器偶次项非线性失 真产物、 平衡混频器正反向导通时间不相等、 平衡混频器负载不平衡等。 不管是怎样产生的, 重点是去除该直流偏移量。 对于一个电路来说,它要除去直流分量而保留交流分量,那么它必然是一个高通型滤波器,应该如何设计这一高通滤波 器,又如何方便地调整滤波器参数?一般有三种情况:一是采用固定高通滤波器,以不变应万变,其优点是简单,缺点 是响应时间长;二是采用一个高拐点的高通滤波器,该滤波器只是在特定时间起作用,响应速度快,响应完后电路记住 其响应终值,然后利用该终值去对消通道上的直流偏移量,其缺点是环境改变后,记录的以前的响应终值无法对消直流 偏移量;三是灵活改变高通滤波器的拐点,很明显它综合了上述两种方法的优点。

TDSCDMA 射频电路设计(TD-SCDMA 技术丛书)


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