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UPS系统中蓄电池充电的研究


华中科技大学 硕士学位论文 UPS系统中蓄电池充电的研究 姓名:邓春花 申请学位级别:硕士 专业:电力电子与电力传动 指导教师:林桦;徐至新 20080607

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目前阀控密封铅酸蓄电池以其密封好、无泄漏、无污染及无需维护等优点得到了 越来越广泛的应用。蓄电池的充放电是一个复杂的电化学过程,尽管很多厂商都称蓄 电池有 10 年的使用寿命,但在实际应用中,由于充电方式太简单,这些蓄电池的实 际寿命还不到标称寿命的一半。为了延长蓄电池的使用寿命,必须采用合理的充电方 法并建立完善的管理系统。 本文介绍了阀控式密封铅酸蓄电池在 UPS 中的使用, 重点 介绍蓄电池充电方法和充电系统的设计。 第二章研究了由 12 脉波整流电路和双重 buck 降压电路组成的充电系统主电路拓 扑结构,详细介绍了两种电路的工作原理,并介绍了主要器件的参数设计。12 脉波整 流电路相比一般的整流电路具有很多的优点,其输出直流的谐波阶次更高,有利于滤 波器的设计。双重 buck 电路提高了系统的可靠性,在一个开关管发生故障时,另一 个仍能保证系统正常运行。 第三章阐述了蓄电池充电系统的控制策略,在对蓄电池各种充电方法进行研究的 基础上,提出了恒压限流的两阶段充电模式,即在充电前期限制充电电流,而在充电 后期采用恒压充电。温度对蓄电池充电的影响也非常大,在设置充电电压时要加上温 度补偿。本章研究了双重 buck 电路的数学模型,设计了系统的控制框图,采用电压、 电流两个闭环进行控制,任何时候都只有一个闭环控制起作用。最后采用 PI 调节器 来改善系统的动态、稳态性能。 第四、五章介绍了以 TMS320LF240 芯片为核心的控制系统的软、硬件实现。第 四章阐述了硬件电路的设计,包括开关管的驱动电路、控制芯片的复位电路、采样接 口电路、故障封锁电路以及状态编码电路,详细说明了控制功能和各种保护功能的实 现。第五章着重讲述了软件的设计方法及各部分的流程图。 最后搭建了一台实验样机,实验表明该系统能很好的实现蓄电池的恒压限流充 电。

关键词:UPS,蓄电池,恒压限流,DSP

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Abstract
The valve-regulated lead-acid battery becomes more and more widely used because of its excellent performances. Storage battery’s charge and discharge is a very electrochemistry process. Its life is only half of which is declared by its manufactures because of simple charging algorithms. Try to extend the battery’s life, we must adopt reasonable charging algorithms and build a perfect management system. This paper described the use of valve-regulated lead-acid batteries in Uninterruptible Power Supply System including the research on charging algorithms and the design of the charging system. Chapter 2 researched into the topological structure which consisted of a 12-Puls Rectifier and a double-buck reduction voltage circuit. The two circuits’ principles of work were analyzed and the main electronic devices’ parameters were designed. The 12-Puls Rectifier has more advantages compared with ordinary rectifiers, because the harmonic orders of its output are higher. The double-buck circuit has improved system reliability. When one of two switches is out of work, the other one can ensure the system’s operation. Chapter 3 expounded the control strategy of the charging system. Based on the analysis of the charging theory and the investigation of many charging methods, a two-stage charging strategy with method of constant-voltage limitary-current was brought forward. At the former stage of charging,the charging current was very large, so it must be limited in order to dispel the polarization phenomenon and lower temperature. And at the latter stage, the constant-voltage charging method was adopted until the batteries were full. The temperature’s effect on progress of charging was large, so temperature compensation system was adopted. PI regulator controlling of current closed-loop and voltage closed-loop was designed to realize the constant-voltage limitary-current charging method, and only one of the two closed-loops worked anytime. PI Regulator was adopted to improve Static

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and Dynamic Properties. Chapter 4 and 5 introduced the realization of the system design in hardware and software. Chapter 4 designed the hardware circuits including the driving circuit of IGBTs, the reset circuit, the interface circuit of sampling, the hardware lock and the code circuit. Chapter 5 gave software design flow diagram and design of assembly language program. A charging device prototype was constructed. Experimental results demonstrated that the system realized the constant-voltage limitary-current charge of batteries properly.

Keywords: UPS, battery, constant-voltage limitary-current, DSP

III

独 创 性 声 明
本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。尽我所知,除文中已经标明引用的内容外,本论文不 包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。 对本文的研究做 出贡献的个人和集体, 均已在文中以明确方式标明。 本人完全意识到本声 明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名:邓春花 日期:2008 年 06 月 10 日

学位论文版权使用授权书
本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定,即: 学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版, 允许 论文被查阅和借阅。 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部 分内容编入有关数据库进行检索, 可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段 保存和汇编本学位论文。 保 密□ ,在_____年解密后适用本授权书。 本论文属于 不保密□。 (请在以上方框内打“√” )

学位论文作者签名:邓春花 日期:2008 年 06 月 10 日

指导教师签名:林桦 日期:2008 年 06 月 10 日

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1.1 电力电子技术发展现状





电力电子技术(Power Electronics)是二十一世纪重要的关键技术之一。美国电气 和电子工程师协会(IEEE)对电力电子技术的阐述是: “有效地使用电力半导体器件, 应用电路和设计理论以及分析开发工具,实现对电能的高效能变换和控制的一门技 术,它包括电压、电流、频率和波形等方面的变换。 ”它是一门使用电力半导体器件, 应用电路和控制理论知识分析开发,实现对电能的高效变换和控制的技术[1]。 电力电子器件是电力电子技术的基础,电力电子技术是随着电力半导体器件的发 展而发展的。早期的晶闸管(SCR)组成的电路容量大,电路结构复杂,开关频率低, 功率密度和整机效率不高。GTR 的出现使电力电子电路转为全控型,GTR 具有导通 阻抗低和阻断电压高的优点,但其输入特性远不如功率 MOSFET。GTR 是电流控制 型器件,其开通增益仅为 5~10,驱动电路的功耗大,降低了整机效率,在硬开关环 境下的典型开关频率仅为 5kHz,不利于降低噪声;而 MOSFET 是电压控制型器件, 门极驱动所需功率极低,开关频率达几百兆 Hz。IGBT 聚集了 GTR 和 MOSFET 两者 的优点, 又克服了它们的不足, 因此取代了 GTR, 并使电力电子电路进入超音频时代。 目前新型的全控型器件正沿着功率化、快速化、模块化和智能化的方向发展。 有了新的电力电子器件作为发展基础,许多新的电力电子电路变流方式产生了。 电力电子变流方式按功能可划分为 AC/DC 整流、DC/AC 逆变、DC/DC 斩波、AC/AC 变频四大类。在每种功能的实现上,又有很多种具体的电路形式。拿 AC/DC 整流来 讲,有传统的二极管整流、晶闸管相控整流,还有现在广泛应用的 PFC 整流,在 PFC 整流电路中又有层出不穷的新电路形式。新的电力电子电路的产生大大提高了电源的 变流转换效率,节省了能源。 新的高效率电力电子变流电路的实现还依赖于控制技术的发展。控制技术的发展 主要体现在两方面:高性能的控制芯片和理想易实现的控制策略。数字控制相对于模 拟控制,有一系列的优点:借助高性能控制芯片易实现复杂的控制算法,硬件通用性
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好,具有高度的灵活性和移植性,还可实现网络监控使电力电子装置真正智能化。

1.2 UPS 的技术现状及发展
UPS(Uninterruptible Power Supply)即不间断电源,主要用于给计算机、计算机网 络、精密仪器仪表、数据处理、自动化生产或其他电力电子等设备提供不间断电力供 应。典型的 UPS 的结构图如图 1.1 所示,当市电输入正常时,UPS 将市电整流通过逆 变器或直接稳压后提供给负载使用, 此时的 UPS 就是一台交流稳压器, 同时向机内蓄 电池充电;当市电发生中断时,UPS 立即将蓄电池的电能通过逆变器向负载供电,使 负载维持正常工作。随着科技的发展和社会的进步,信息处理量的加大等,人们对用 电质量的要求越来越高, UPS 的功能已经不仅仅是不中断供电, 还要求高品质供电[2]。

S
公用电网电源 (市电)

输 入 变 压 器

整 流 器 充 电 器

UD

逆 变 器 蓄 电 池 组

输 出 变 压 器

S2 S1
交 流 CVCF负 载

图 1.1 典型 UPS 结构图

1.2.1 UPS 系统及分类 UPS 的分类方法很多:按输出波形分为方波、梯形波和正弦波;按有无机械运动 分为动态 UPS 和静态 UPS,动态 UPS 是依靠一个大飞轮存储的动能来维持不间断供 电,静态 UPS 是以蓄电池储能,应用电力变换技术实现不间断供电;根据 UPS 的电 路结构、不间断供电的方式及人们的习惯,UPS 又分为后备式、在线互动式、双变换 在线式和双变换电压补偿在线式四种类型[3]。 (1)后备式 UPS 后备式(Offline)UPS,又称离线式 UPS,是静态 UPS 的最初形式,它是以市电 供电为主的 UPS,其工作原理如图 1.2 所示。

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滤波

转换开关

输入
充电器 电池 逆变器

输出 市电正常 市电故障

图 1.2 后备式 UPS 系统框图

当市电电压处于 175~264V 的正常值时, UPS 首先通过低通滤波器对电网的高频 干扰进行适当的衰减、抑制处理,然后分成两路去控制后级电路的正常运行。一路到 充电器对 UPS 内的蓄电池组进行充电, 另一路到交流旁路通道上的简单稳压电路 (如 变压器抽头调压式稳压电路) ,经过转换开关向负载供电(转换开关一般由小型快速 继电器或接触器构成,转换时间为 2~4ms) ,转换开关由 UPS 逻辑控制电路控制,逆 变器处于空载运行时不向外输出能量。 当市电供电故障(如:市电电压低于 175V 或高于 264V)或供电中断时,UPS 将按下述方式运行:充电器停止工作,转换开关在切断交流旁路通道的同时将负载同 逆变器输出端相连,逆变器将蓄电池中存储的备用直流电变换为 50Hz/220V 交流电, 维持对负载的电能供应。根据负载要求,逆变器输出电压可设计成正弦波、方波或准 方波。 后备式 UPS 的优点是结构简单、可靠性高、效率高、成本低;缺点是供电波形质 量较差、频率适应性差、市电转换逆变器工作转换时间较长(4~10ms) 。一般后备式 UPS 功率多在 2kVA 以下。 (2)双变换在线式 UPS 双变换在线式(on line)UPS 工作原理如图 1.3 所示,当市电正常时,由市电经 AC/DC、DC/AC 两次变换后给负载供电,故称它为双变换在线式 UPS。当市电异常 时,由蓄电池经过 DC/AC 变换供电,是一种以逆变器供电为主的形式。只有当逆变 器发生故障时,才通过转换开关切换,将市电直接通过旁路给负载供电。图 1.3 说明 它的工作过程。

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旁路 市电 输出
滤波 整流器 充电器 逆变器 电池 开关

市电正常

电池工作

旁路工作

图 1.3 双变换在线式 UPS 系统框图

当市电正常时,输入经滤波后分成三路去控制后级电路:第一路通过整流器变换 为直流电,再经充电器对蓄电池组进行充电;第二路经过整流器和大电容滤波变成较 为平稳的直流电,再由逆变器变换为稳压稳频的交流电,通过转换开关输送给负载; 第三路是转换开关的控制,如果逆变器出现故障,在逻辑控制电路调控下,UPS 转为 市电直接给负载供电。 当市电出现故障时(供电中断、电压过高或过低) ,UPS 工作程序如下:关闭充 电器,停止对蓄电池充电,逆变器改为由蓄电池供电,维持负载电能的连续性。 双变换在线式 UPS 优点是:不论市电正常与否都由 UPS 的逆变器供电,系统供 电质量好;市电转换到蓄电池供电可实现零切换时间。然而,它的功率传输要经过两 次转换,系统效率低、成本高;整机以不控整流或晶闸管相控整流为主,输入功率因 数较低,输入电流高次谐波可达 30%,无功功率和谐波电流对电网的公害较大,不满 足电源绿色化的要求。
DC/DC升压环节 整流器

DC BUS

IGBT充电环节
电 池 IGBT逆变器

图 1.4

UPS 高频机系统结构图

随着高频技术和器件的发展,出现了双变换结构 UPS 高频机,系统结构框图如 图 1.4 所示。输入先通过高频 PWM 整流成直流,去掉了输出变压器,大大降低了成 本和系统的体积重量。这种电路可单独设计电池充电环节,电池配置灵活,从而提高
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了 UPS 的可靠性。解决了传统式 UPS 结构体积大、效率低和造价贵的问题,具有显 著的优点,但是系统没有设置输出隔离变压器,不能满足对隔离有要求的用户。 (3) 在线互动式 UPS
输入

L1

L0
输出

1 2 3 4 5 T 5 6 7

T1

D1

T3

D3

市电输入

变压器 继 电器阵

输出

C1
T2 D2 T4 D4
双向变 换器 蓄电池

N

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(a)在线互动式 UPS 主电路图

(b)在线互动式 UPS 的系统框图

图 1.5 在线互动式 UPS 的系统图

在线互动式(Line interactive)UPS 是一种介于后备式 UPS 和在线式 UPS 之间的 产品,属于三端口(triport)范畴。它与后备式 UPS 的主要区别在于有一个双向变换 器,可以整流又可以逆变。系统图如图 1.5 所示,当市电输入正常时,它由继电器控 制电流通路,向负载供电,继电器的接通点不同,变压器的变比不同,可以对输出基 本稳压,同时 UPS 中的双向变换器处于整流工作状态,给蓄电池组 BAT 充电;当市 电异常时,双向变换器可立即转换为逆变工作状态,将蓄电池的电能转换为正弦交流 电输出。这种 UPS 常被称为准在线式 UPS。 在线互动式 UPS 省去了输入整流器和充电器,而由双向变换器配以蓄电池构成。 这种 UPS 电路结构简单、成本低、可靠性高,效率高,可达 98%以上。变换器直接 接在输出端,处在热备份状态,对输出电压尖峰干扰有滤波作用,比后备式 UPS 切换 时间要短。输出能力强,对负载电流峰值系数、浪涌系数、功率因数、过载等无严格 限制。但在市电供电时,仅对电网电压粗略稳压和吸收部分电网干扰,输出电能质量 较差。 这种形式的 UPS 主要应用在对交流电压精度要求不高的地方。 交流旁路开关存 在切换时间, 导致 UPS 的输出有短暂电能中断。 在输入开关和自动稳压器之间串接一 电感,当市电中断时逆变器立即向负载供电,避免了输入开关未断开时逆变器和市电 电网间出现短路故障。 (4)Delta 变换式 UPS[4][5][6]

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Delta 是增量的意思,Delta 变换式 UPS 只对输出电压的差值进行调整和补偿,成 功地把交流稳压技术中的电压补偿原理应用到 UPS 中。

(a)Delta 变换式 UPS 主电路图
旁路 市电输入 输出

Delta变压器

转换开关

Delta变换器

蓄电池

主变换器

(b)Delta 变换 UPS 系统框图 图 1.6 Delta 变换 UPS 系统图

Delta 变换式 UPS 的工作原理可以用图 1.6 说明。图 1.6(a)的变换器 1 和变换 器 2 都是双向 AC/DC 的 SPWM 变换器,两个变换器的直流侧接蓄电池。变压器 T 串 接在电源电压 v s 和负载电压 vL 之间,市电正常时,它提供的补偿电压 ?v 既抵消电源 电压 v s 中的谐波 vsh,又补偿基波电压 vs1,使负载得到稳定的正弦波电压 vR。它的电 压由前端变换器 1 经电感 L1 提供, 因此, 前端变换器 1 称之为串联补偿变换器 (Delta 变换器) 。后端变换器经 L2C2 滤波后并联接在负载两端,称之为并联补偿变换器(主 变换器) ,对主变换器进行实时、适式控制,使它输出的电压为正弦波电压 vR,并向 负载输出电流 i2 = i LQ + i Lh + ( I Lp ? I s ) ,其中 iLQ 、 iLh 补偿负载无功和谐波电流,使交流电 源仅向负载输出基波有功电流 I s , 功率因数 cos φ = 1 , 负载有功电流 I Lp 由交流电源 ( Is ) 与主变换器共同提供。这种 UPS 通过串、并联补偿变换器共同作用,可使负载电压 vL 补偿到与电源电压同相的额定正弦电压 vR,同时电源交流仅输出基波有功电流 I s 。 一旦市电停电,主变换器从蓄电池获取电能继续不间断的对负载供电。由于交流电网 基波电压 vS1 与额定值 vR 的差值一般不超过±15%,所以 Delta 变换器通常仅需补偿

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±15%的额定电压, ?v1 ≤ ±15% vR,故这种 UPS 除了能获得优良的输入、输出特性外, 还能减少变换器总容量,提高运行效率并增强 UPS 过载能力。 Delta 变换式 UPS 的优点是:市电存在时,主变换器和 Delta 变换器只对输出电 压的差值进行调整和补偿,功率裕量大;Delta 变换器的输入端具有功率因数校正功 能,输入功率因数可达 0.99,输入谐波电流在 3%以下,整机效率可以达到 96%;主 变换器始终连接在系统输出端,从市电到蓄电池的切换不会产生供电中断。缺点是主 电路和控制电路相对复杂,系统的可靠性较低。 1.2.2 UPS 控制技术现状 为了满足越来越高的输入、 输出要求, 获得越来越好的动态、 稳态或者综合性能, 人们不断探索新的 UPS 控制技术。 通过闭环 PWM 反馈波形控制技术来提高波形质量 是近二十年来研究的另一热点,产生了种类繁多的控制方案,主要有以下几种: (1)单闭环 PI 控制[7][8] 比例-积分(PI)控制概念明晰,实施容易,鲁棒性强,是工程实际中应用最广的 一类控制器。它同样也可以用于波形控制。由于空载的 PWM 逆变器近似于一个临界 振荡环节,积分(I)控制又增加了相位滞后,这样一来,为保证系统稳定,对控制器 比例(P)必须有所限制。因此,PI 控制的快速性虽相对均值反馈有较大改善,但仍 是有限的,系统对非线性负载扰动的抑制效果也不佳[9]。 PI 控制无法实现对正弦指令的无静差跟踪,因此系统的稳态精度不容易满足要 求。实际系统往往在 PI 控制基础上增设均值反馈以保证稳态精度[10]。 (2)双闭环控制[11] [12] [13] 单闭环控制在抵抗负载扰动方面的缺点与直流电机的转速单闭环控制很类似,具 体表现为:只有当负载(电流/转矩)扰动的影响最终在系统输出端(电压/转速)表 现出来以后,控制器才开始有所反应[13][14]。基于这一认识,可以仿效直流电机的转速 电流双闭环控制,在 PWM 逆变器的电压单环基础上增设电流内环,利用电流内环快 速、及时的抗扰性来有效地抑制负载扰动影响。同时,得益于内环对原有控制对象的 改造作用,电压外环的设计可以大大简化,有时甚至只需比例(P)控制即可[14][15]。 双闭环控制同时具备优异的动、静态特性,是一种高性能的波形控制方案。其主
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要不足是:电流内环为抗御非线性负载扰动,必须具备足够的带宽,这就对数字控制 器的控制速度提出了很高的要求,实际系统中 DSP 的处理速度往往被用到极限[16]。 不过,随着控制芯片性能的提高和价格的下降,双闭环控制在实际产品中的大量应用 是有可能的[16]。 (3)多变量状态反馈控制[17][18] 从状态空间角度看,单闭环控制系统性能不佳的原因可以解释为单纯的输出反馈 未能充分利用系统的状态信息。因此,引入状态反馈应该可以改善控制效果。状态反 馈波形控制系统也需要两个反馈变量,但并不构成内、外两个分立的闭环控制回路, 而是在状态空间概念上通过合理选择反馈增益阵来改变对象的动力学特性,以实现不 同的控制效果[19]。 状态反馈控制的最大优点是可以大大改善系统的动态品质,因为它可以任意配置 闭环系统的极点。 不过, 由于建立逆变器状态模型时很难将负载的动态特性考虑在内, 所以状态反馈控制只能针对空载或假定阻性负载进行[20]。 对此如不采取有针对性的措 施(增设负载电流前馈补偿、预先进行鲁棒性分析等) ,则负载的变化将导致稳态偏 差的出现和动态特性的改变。 (4)无差拍控制[21] [22] [23] 从连续系统的根轨迹上看,闭环根的实部越大系统的响应速度越快,当根在负无 穷处可以获得最快的响应速度,当然这在模拟系统是无法实现的。在数字系统中,模 拟系统负无穷对应于 z 平面的原点,因而通过数字控制系统的配置可以将系统的闭环 极点配置在原点。因而无差拍(Deadbeat)是数字控制特有的一种控制效果,被调量 的偏差在一个采样周期时间内得到纠正。但是无差拍控制极点的配置必须依赖精确的 数学模型。早期的无差拍波形控制是基于阻性负载假设,负载适应性较差。采用扰动 观测器可以实时预测负载电流,显著增强了负载适应性,是无差拍控制的一大改进。 针对计算延时影响直流电压利用率的问题,最切实有效的办法还是采用状态观测器将 控制作用提前一拍进行。 无差拍最显著的优势是其非同寻常的快速性,其最大的缺点则是对精确数学模型 的依赖。另外,控制器为了达成在一个采样周期内消除误差的效果,往往采取非常剧

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烈的控制动作,当理想模型与实际对象有差异时,这样做不仅达不到无差拍效果,反 而会引起输出电压的振荡,不利于逆变器的安全稳定运行。 (5)重复控制[24][25] PWM 逆变器波形控制是一个伺服系统设计问题。该系统需跟踪的指令信号为基 波正弦, 需抗御的扰动则既有基波又有谐波 (后者主要来自非线性负载、 死区效应等) 。 由内模原理可知,除非针对每一种指令或扰动信号均设置一个正弦函数内模,否则无 法实现无静差[26]。重复控制利用“重复信号发生器”内模巧妙地解决了这一问题。在重 复信号发生器作用下,控制器实际上进行着一种逐周期的积分控制,通过对波形误差 的逐周期补偿,稳态时可以实现无静差控制效果[27]。研究证明重复控制用于波形控制 也可以获得很好的效果。 (6)模糊控制、神经网络控制[28][29] 这两种控制方式都属于智能控制的范畴。与传统控制方式相比,智能控制最大的 好处是不依赖控制对象的数学模型。 前三种控制方法都可以有模拟方案和数字方案两种实现方式。但是无差拍控制、 重复控制、模糊控制和神经网络控制都是基于数字系统的控制方案。可以看出控制算 法越复杂,数字系统的优越性越明显。 1.2.3 UPS 系统的发展趋势 现代通信、电子仪器、计算机、工业自动化、电子工程、国防和其他高新技术的 发展, 对供电的质量及可靠性要求越来越高, 因此对 UPS 技术的发展要求也越来越高。 而电子技术、 器件制造技术、 控制技术的飞速发展, 也为 UPS 的更新换代提供了保证。 目前,UPS 的发展趋势体现在以下几个方面: 高频化[30]。电力电子器件不断推陈出新,其开关速度也呈现数量级式的提升,这 使得进一步提高 UPS 逆变器的开关频率更加容易实现。 开关频率提高可以有效减小装 置的体积和重量,消除变压器和电感的音频噪声,使得用于滤波电路的电感、电容大 大减少,UPS 的效率、噪声、体积、动态响应特性和精度大大提高; 数字化[31][32]。数字控制可以用软件的手段实现控制算法,能很好的解决控制系统 元器件老化和温漂带来的问题,抗干扰能力也大大增强。控制系统的升级也可以通过
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改变软件实现,代价较小。同时借助于数字控制芯片的发展,许多复杂的控制算法得 以实现,使 UPS 的性能提高,功能更全面; 绿色化[33]。UPS输入端的整流结构使得UPS本身成为电网的重要污染源之一,随 着技术的发展和相应政策法规的出台,UPS的绿色化势在必行; 模块化[34]。采用多个中小容量的模块化UPS构成并联冗余供电系统,可以获得容 量和可靠性的双双提高; 智能化[35]。现在 UPS 的功能越来越完善,运行中 UPS 状态的检测、UPS 出现故 障的及时发现和处理、无人值守实现 UPS 的自动开关机,远程监测和控制 UPS 的运 行状态等都成为 UPS 研制和生产所追求的目标。 这些功能采用一般的硬件和控制方法 无法实现的,通常借助于普通 UPS 加上微机系统,通过网络和通讯构成智能化 UPS, 采集并报告各种信息数据,分析并给出处理方法,便于及时维护。

1.3 UPS 蓄电池技术发展状况
UPS 的产生是由于有了储能设备——蓄电池,因此蓄电池是 UPS 技术的重要组 成部分。在 UPS 使用中,一个最普遍的现象就是蓄电池放电时间比从前大幅减少,也 就意味着蓄电池的寿命将尽,如果蓄电池的使用寿命更长,就节省了对其再投资的费 用,而蓄电池的寿命与其充电方式的选择息息相关。另外,由于蓄电池使用不当引起 的 UPS 故障占整机故障比率也较高。可见,蓄电池作为 UPS 电源的一部分,无论是 从其占整机价格的比例,还是从其对整机性能的影响来看,都是极其重要的。因此, 为提高蓄电池的可靠程度,采用合理的蓄电池充电管理技术,并建立蓄电池故障的提 早诊断、报警及预防机制是十分重要的[36][37]。 1.3.1 蓄电池充电方法的发展状况 目前,UPS 系统普遍采用阀控式密封铅酸免维护蓄电池代替老一代的开式蓄电 池,避免了开式蓄电池因电解液水份挥发而造成的电解液导电能力下降,同时也避免 了使用中对外界的污染。但铅酸免维护蓄电池若使用不当,也会造成很多故障引起蓄 电池容量的下降,缩短蓄池寿命,进而导致 UPS 保护失败的事故。蓄电池故障的成因

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很多,其自身质量是主要原因,但管理方式落后也严重缩短了蓄电池的寿命。目前蓄 电池的充电方式主要有以下几种[38] [39]: 恒流充电。恒流充电是一种比较简单的充电方式,但是这种方式有比较大的局限 性:充电电流过大会造成温度上升和蓄电池寿命缩短,而过小又会延长充电时间; 恒压充电。恒压充电采用简单的控制方法就能实现。在充电的初始阶段,由于蓄 电池的电压很低因此充电电流很大,这会对电池造成损害。当蓄电池电压达到一定值 之后,电流会迅速减小。这种充电方法也会造成温度上升和蓄电池寿命缩短,并且在 开始时电流很大,后来快充满时电流又很小,无法充分利用充电器的容量; 恒压限流充电。恒压限流法实际上是将恒压充电和恒流充电相结合,又可称为混 合充电法。在充电开始阶段,由于蓄电池电压过低,为避免电流过大而损坏电池,就 采用恒流充电法来限制充电电流。当电压达到预定值时,进入恒压充电方式。恒压限 流方式是大多数电池厂商推荐的充电方式。由于蓄电池充电电压较低,充电后期电流 很小,因此电解液中产生的气泡很少,可以节省电能,降低蓄电池的温升,避免损坏 电池的极板。恒压限流方式是一种很有效的充电方式,再加上过充判断、浮充控制、 温度补偿等就可以形成一个简单的充电管理系统,蓄电池可以在这个系统下更好地工 作; 脉冲充电。在充电过程中,只要充电电流不超过蓄电池可接受的电流,蓄电池内 部就不会产生大量的气泡。蓄电池中产生的极化现象会阻碍充电,并且使出气率和温 度显著升高。因此,极化电压是影响充电速度的重要因素。用周期性的脉动电流给电 池充电可以使电池有时间恢复其原来状态,减小极化现象的影响,解决快速充电面临 的难题。但是目前这种充电方式还在研究阶段,对于采用多大的脉冲周期,占空比又 是多少之类的具体问题还没有一个定论; Reflex 充电。Reflex 充电方法是脉冲充电法的改进:一个周期是一个正脉冲后加 一个负脉冲,然后才是空闲时段。这样就强制消除了蓄电池的极化现象,使得蓄电池 充电更快且不损害蓄电池的使用寿命。这种充电方式与脉冲充电方式一样,仍处于研 究阶段。

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1.3.2 蓄电池充电电源的发展状况 目前,常用的充电电源主要有以下三种:相控电源、线性电源、开关电源。 相控电源是较传统的电源,它将市电直接经过整流滤波后输出直流,通过改变晶 闸管的导通相位角,来控制整流器的输出电压。相控电源所使用的变压器是工频电源 变压器,它的体积庞大,由此造成相控电源本身体积庞大、效率低下,而且该类电源 动态响应差、可靠性能低。目前相控电源己经有被逐被淘汰的趋势。 线性电源是另一种常见的电源,它是通过串联调整管来连续控制电压的线性稳压 电源。线性电源的功率调整管总是工作在放大区,通过的电流是连续的。由于调整管 上的损耗功率较大,所以必须采用大功率调整管并且装配体积很大的散热器。 开关电源的研究发展历史比较短,在 20 世纪 60 年代中期开始了相关的研究,并 于当时研制出了 20KHz 的 DC/DC 变换器,这为开关电源的发展奠定了基础。七十年 代,出现了使用高频变换技术的整流器,它使交流电不经过 50Hz 的工频变换器,而 是直接整流再逆变为高频交流,再整流滤波变为所需的直流。在我国,开关电源的研 制比较晚,1963 年才开始采用可控整流器。几年来,国内众多厂家已经研制生产出自 己的开关电源产品,其性能基本上接近了国际先进水平。 电力电子技术和自动控制技术的发展,尤其是大功率高压场效应管等新型高频开 关器件的出现,使得功率变换器的开关频率大大提高,变压器的体积和重量也大大减 小,电感、电容等无源器件的容量也减小了,从而研制出体积更小、重量更轻的开关 电源。 开关电源从最初的低频开关电源发展到高频开关电源(20KHz 以上),其开关频率 越来越高,性能越来越完善,在近期内,开关电源将占据主导地位。

1.4 本文的选题依据及主要研究内容
1.4.1 选题依据 汽轮发电机组滑油系统配备有交流电动辅油泵作为电动滑油泵的备用泵,当电动 滑油泵失电或故障时,需要紧急起动交流电动辅油泵为辅机泵油。本课题研制的 UPS 电源即为交流电动辅油泵提供不间断交流电源,为保证可靠性,采用在线式的结构。
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整套电源由四个部分组成:自动充电电源及其监控、逆变启动电源及其监控、220V 蓄电池组、自动放电控制箱,结构如图 1.7 所示。 EMI 整流
380V交流电源

逆变起动电源
输出380V交流

降压

蓄电池

自动放电控制箱

图 1.7 380V 专用交流 UPS 系统结构图

自动充电电源及其监控部分由图中的整流及降压模块组成,负责对蓄电池进行充 电,并接收放电控制箱和逆变起动电源送来的状态信息,将所有信息汇总传至系统监 控中心。逆变起动电源先将直流电压升压,然后逆变为交流电给交流电动机供电。在 交流电源正常时,逆变起动电源的输入为整流后的直流电,电压范围为 470~600V。 蓄电池与逆变器起动电源间有二极管隔离,此时蓄电池电压低于整流电压,不向逆变 起动电源放电。当交流失电时,逆变起动电源的输入电压由蓄电池提供,电压范围为 184~267V。因此,逆变起动电源必须具有一个宽电压调整范围的升压电路。自动放 电控制箱严格来讲不属于 UPS 系统的部分,是为了维护蓄电池而设置的。 自动充电电源及其监控装置为本文的主要研究内容,旨在寻找对蓄电池最佳的充 电方式,并研制一套满足实际需求的充电系统。 1.4.2 主要研究内容 本文针对 UPS 系统对蓄电池管理的要求做了非常细致的研究, 所做的主要工作如 下: (1) 研究了了蓄电池充电装置的主电路结构, 选取了 12 脉波整流电路及双重 buck 降压电路组成的拓扑形式, 并对所设计的电路进行了开环仿真, 验证了电路的可行性; (2)参考阀控式密封铅酸蓄电池的性能手册及 UPS 系统的要求,选取了做合理 的充电方式即带有温度补偿的恒压电流充电方式;建立降压电路的控制模型,选择 PI 控制方法,设计 PI 参数,最后用 Matlab 软件对系统进行闭环仿真,达到了比较好的 动态和稳态性能;

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(3)设计主电路的硬件参数,包括选择开关管的型号,设计开关管驱动电路, 设计滤波参数。控制系统采用基于 TMS320LF240 芯片的数字控制,设计了芯片的外 围电路; (4)详细介绍了系统的软件设计,包括程序流程及各部分程序的具体实现,介 绍了数字 PI 的设计方法; (5)在以上分析的基础上搭建了实验台架,给出试验结果并进行分析。

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2

蓄电池充电系统主电路结构研究

2.1 蓄电池充电系统结构研究
UPS 系统采用的蓄电池模块由 108 块阀控式密封铅酸蓄电池组成, 单体电池电压 为 2V。根据本课题面向的对象,对本充电系统提出以下技术指标: 输入电压:三相 380V/50Hz 输入电压变化范围:-10%~+6% 输入功率:8KVA 最高输出电压:267.3V 充电电流限制:25A 由以上技术指标可以看出,从交流到直流(AC-DC)的变换为蓄电池充电系统要 实现的基本功能。在电力电子技术上,实现 AC-DC 变换可以有以下多种变换方案: (1)不控整流 这种电路结构最简单、价格最低廉,但直流输出与交流输入之间无电气隔离,输 出电压不可控,无法实现蓄电池充电的要求,且变换器的输入、输出特性都较差,所 需 LC 滤波器也较大; (2)相控整流 输出直流电压可控,当要求直流输出低,即触发控制角 α 大(深控)时,交流输 入功率因数低,且存在以上不控整流的其他缺点; (3)带工频变压器的相控整流 由于交流电源经变压器后再对相控整流器供电,故直流输出与交流输入之间有电 气隔离,输出电压与电网可以有较好的匹配关系。但工频变压器重量大,LC 滤波器 也大,使得这种直流电源重量、体积都很大,且相控整流的其他缺点依然存在; (4)先经不控整流再采用不隔离的高频 DC-DC 变换器 该电路结构的优点是第二级变换可输出高频 PWM 直流电压,经较小的 LC 滤波

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后即可得到纹波较小的平稳直流电压,输出直流可控,重量体积不大。但直流输出与 交流输入之间无电气隔离,交流输入电流仍含有较大的谐波; (5)AC-DC 不控整流、DC-AC 高频逆变、AC-DC 不控整流的三级变换 该电路结构的优点是有了中间一级的高频方波逆变,高频变压器将直流输出与交 流输入之间隔离, 高频变压器输出侧直流 LC 滤波器重量体积不大, 输出直流纹波小, 动态特性也好,缺点是交流输入电流谐波严重,功率因素不高。 在交流电源供电,要求输出直流的情况下,实际应用中究竟选用上述的那一种电 源变换方案, 取决于对许多因素的综合考虑, 诸如对直流输出静态和动态特性的要求; 直流电压的大小、调控范围、纹波、调节的快速性;功率大小;对交流电源谐波及功 率因素的要求;对电源变换器总体重量、体积、效率的考虑;变换器装置的成本、工 作可靠性以及运行时的电磁兼容要求等等。应根据实际运用中对以上各项要求的高 低,选择满足实际要求而性能价格比较高的技术方案。 由图 1.7 的 UPS 结构图可以看出, 充电系统必须具有能够输出稳定直流的整流装 置,便于给后面的逆变起动电压提供输入电压,由于逆变起动电源前端具有宽变压范 围的升压电路,故整流电路可以为不控电路。蓄电池组的端电压约为 220V,比不控 整流电路的输出电压要低,必须加上一个 DC-DC 的环节来降低电压。因此,蓄电池 充电系统的结构采用上述方式中的第四种形式,即先经不控整流电路变为直流,再经 不隔离的高频 DC-DC 变换器降低电压。在具体的设计过程中,可以采用更合理的拓 扑来尽量减轻该结构的缺点带来的问题。
ZB 4' 4 5 6 7 8 9 5' 6' 7' 8' 9'

LH LP

U V W

1 2 3

1' 2' 3'

*
C1

L
C2

*

图 2.1 蓄电池充电系统主电路结构图

图 2.1 为蓄电池充电系统的主电路结构图,整流部分采用 12 脉波不控整流电路, 降压部分为高频的双重 buck 电路。12 脉波整流电路的输入有一个三相三绕组的变压 器,输出电压脉波数多,谐波阶次高,采用较小的 LC 即可滤除,同时交流电流中的
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谐波频率也高,谐波电流数值小,既能实现输入与输出之间的隔离,又能减小对电网 的谐波危害。双重 buck 电路由两个 buck 电路并联而成,开关互补导通,每个开关管 承受了一半的电流应力,开关损害较小,而且两个开关管互为备用,当一个发生故障 时另一个仍能保证电路正常运行,在工作环境恶劣的情况下能极大的保证系统的可靠 性。另外,该电路输出电压的脉动频率是开关频率的两倍,有助于减少谐波。下面详 细介绍这两种电路的工作原理。

2.2 12 脉波整流电路工作原理分析

图 2.2

12 脉波整流方案电路图

a

1: 3

?
T3'

a'

?
b
T1

c
T1'

T3

T2

a
T3

a'
T3'
300

?
T2

?
c

T3

b'
T1

c

'

T2 T' 1

?

T2'

?

T1

c'

T2'

b
(b)变压器原副边电压矢量图

b'

(a)三角形—星形变压器连接示意图

图 2.3 三角形—星形变压器连接及相应矢量

在中、高功率的系统中,常采用二极管整流,一个电源周期中整流输出电压脉波
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数越多,则输出电压中的谐波阶次越高,谐波幅值越小,同时整流装置的交流电流中 的谐波频率越高,谐波电流幅值越小。为了减小三相整流器对电网的干扰,提高系统 的电磁兼容性,一种常见的方法是将整流电路进行移相多重联结以减少交流侧输入电 流的谐波,通常采用如图 2.2 所示的整流电路,利用变压器二次绕组接法的不同(Y -Y 型和 Y- ? 型) ,使两组三相交流电源间相位错开 30° 。使用三相变压器电路使交 流线电压实现相移是可行的,如图 2.3 所示变压器采用 Y- ? 型连接,原边相电压与 副边线电压是同相的。在一个平衡三相系统中,其相应副边电压则超前原边电压 30°, 变压器原副边两个绕组的匝数比为 1: 3 。 图 2.2 所示电路中两个相差 30° 的三相桥式 6 脉波整流电压,经平衡电抗器并联 可输出一个 12 脉波的整流电压,故称之为 12 脉波整流电路。任何时刻两个三相桥同 时对负载供电,每个三相桥输出 1/2 的负载电流。整流桥的输出电压的交流脉动频率 是输入电压交流脉动频率的 12 倍[40]。

2 3

3 3

Id

3

Id

(1 + 3 3 )Id

2 3

3

)Id

3 3

(1 +

Id

图 2.4 12 脉波整流电路输入电流波形示意图

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图 2.4 为输入电流波形示意图, 输入电流 I A 为 I a1 与 I ab 2 ' 之和 ( I ab 2 ' 为第 II 组桥电 流 I ab 2 折算到变压器一次侧 A 相绕组中的电流,即 3I ab 2 ) 。由波形图可以看到,经过 这种将两组桥式整流电路移相 30° ,经平衡电抗器并联的方法,使得输入电流波形成 为了 12 阶梯波,波形质量得到了改善。 两组三相整流桥经平衡电抗器以后输出电压的瞬时值 vo (t ) 为
vo (t ) = 1 3 3 2 2 ? ? (vD1 + vD 2 ) = cos 12 ω t ? cos 24 ω t L ? (2-1) V m ?1 ? 2 11 × 13 23 × 25 π ? ?

式中, vD1 和 vD 2 分别为两组三相整流桥的输出电压, Vm 为相电压幅值。 直流输出电压平均值为

Vo =

3 3

π

Vm =

3 6

π

VS = 2.34VS

(2-2)

式中, VS 为相电压有效值。

vo (t ) 中最低次谐波为 12 次,其幅值仅为直流输出电压平均值的 1.4% ,其脉动频
率为

f = 12 × 50 H Z = 600 H Z

(2-3)

将输入电流波形进行傅立叶分析, 可得其基波幅值 Im1 和 n 次谐波幅值 Imn 分别如 下:
Im1 = 4 3

π

Id

(2-4) (2-5)

Imn =

14 3 Id n π

n = 12k ± 1, k = 1, 2,3,...

即输入电流谐波次数为 12k ± 1 ,其幅值与次数成反比而降低。电流中的最低次谐 波为 11 次,而 5 次、7 次谐波被完全消除了,提高了波形质量,输入电流总谐波畸变 (THD)为 11.3% 。

2.3 双重 buck 电路工作原理分析
2.3.1 基本 buck 电路的工作原理
图 2.5 为 buck 降压电路的原理图, Vi 为直流输入电压,Ii 为直流输入电流, Vo 为
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直流输出电压, Io 为负载电流, R 为负载电阻,S 为由脉宽调制器控制的全控型开关 期间,D 为续流二极管,L 为电路电感,C 为输出滤波电容。

S

L
IL

+
Vi
DC

Ii

+
IC

IO
R

D

C

VO

图 2.5 buck 降压电路的原理图

-

在图 2.5 中,设开关周期为 TS ,导通时间为 TON ,则开关频率 f = 1/ TS ,开关导通 比 D = TON / TS 。当开关管 S 导通时,流过电感的电流 I L 线性增加,增加到大于 Io 后, 电容进入充电状态。同时,电源给负载供电。当开关管 S 断开时,流过电感的电流 I L 线性减小,在减小到 Io 之前,电感电流一部分给负载供电,一部分给电容充电,减小 到小于 Io 后,电容进入放电状态,以维持输出电压和输出电流不变。当电感 L 较小, 负载电阻较大或 TS 较大时,如果在开关管 S 断开期间,流过电感的电流 I L 线性减小到 零时下一个周期还没有开始,则会出现电感电流断续的状态[41]。根据电感电流是否出 现断续将电路的工作方式分为连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)。 (1)连续导电模式(CCM) 当电感 L 足够大时,电路工作于连续导电模式。 开关 S 导通,D 截止时,输入电压 Vi 通过 S 加到二极管 D 和电感 L、输出滤波电 容 C 上。由于输出滤波电容上的电压 Vo 保持不变,因此加在 L 上的电压为 Vi ? Vo , 这个电压差使电感 L 上的电流 I L 线性增加, LgdI L / dt = Vi ? Vo 当 t = DTS = TON 时, I L 增加到最大值 I L max 。在 T 导通期间, I L 的增量 ?I L + 为 (2-6)

?I L + =

Vi ? Vo Vi ? Vo TON = TS g gDg L L

(2-7)

开关 S 截止,D 导通时, I L 通过 D 继续流通。此时加在 L 上的电压为 ?Vo , I L 线
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性减小。

LgdI L / dt = ?Vo
当 t = TS 时, I L 减小到最小值 I L min 。在 T 截止期间, I L 的减小量 ?I L ? 为

(2-8)

?I L ? =

Vo Vo g(TS ? TON ) = g(1 ? D)g TS L L

(2-9)

在开关管 S 导通期间 D 截止, 流过开关管 S 的电流是电源输入的电流, 也就是电 感电流 I L ;在 S 截止、D 导通时,流过二极管 D 的电流是 I L ,这时开关 S 的电流的 电源的输入电流为 0。为了减小电源输入电流的脉动,可在 buck 变换器的输入侧加上

LC 滤波电路。稳态工作时电容电压平均值或负载电压平均值保持不变,流入电容 C
的平均电流为 0,因此电感电流的平均值就是负载电流。

buck 电路处于稳态工作状态时在开关 S 导通期间,电感电流 I L 从 I L min 线性上升
至 I L max ,在随后的 S 截止期间,电感电流 I L 又从 I L max 减小至 I L min 。S 导通期间 I L 的 增量 ?I L + 等于它在 S 截止期间的减小量 ?I L ? 。从式(2-7) 、 (2-9)可以得到 Vi ? Vo Vo ?I L + = ?I L ? = I L max ? I L min = gDg TS = g(1 ? D)g TS (2-10) L L 得到变压比为

M=

Vo =D Vi

(2-11)

因此理想的 buck 变换器在电感电流连续情况下的变压比 M 只与占空比 D 有关, 与负载大小无关。 稳态时,一个开关周期内滤波电容 C 的平均充电与放电电流相等,故变换器输出 的电流平均值为:

Io =

I L max + I L min 2

(2-12)

由图 2.5 可知, I C = I L ? I O ,当 I L > I O 时, I C 为正值,电容 C 充电,输出电压升 高;当 I L < I O 时, I C 为负值,电容 C 放电,输出电压下降,因此电容 C 一直处于周 期性充放电状态。若滤波电容 C 足够大,则输出电压为平滑的直流电压,当 C 不够大 时,输出电压有一定的波动。 电容 C 在一个开关周期内的充电电荷 ?Q 为
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?I 1 ?I T ?Q = g L g S = L 2 2 2 8
上式中的由式(2-10)确定,因此输出电压的脉动量 ?VO 为 ?Q (1 ? D)VO ?VO = = C 8LCf 2 由此可见,增加开关频率 f 、加大 L 和 C 都可以减小输出电压脉动。 (2)不连续导电模式(DCM) 当电感 L 比较小时,电路工作于连续导电模式。 (2-13)

(2-14)

S 导通、D 截止期间,电感电流 I L 从 0 开始增加到 I L max ,其增量为 Vi ? Vo ?I L + = I L max = gDg TS L

(2-15)

S 截止、D 导通期间,设这一阶段的时间为 Toff ' ,电感电流 I L 从 I L max 减小到 0,
电流下降量为

?I L ? =

Vo Vo Toff ' = gD1 g TS = I L max g L L

(2-16)

Toff ' 为蓄流二极管 D 的导通时间,电感电流在 Toff ' 期间下降到 0, Toff ' < (TS ? TON ) , D1 < (1 ? D) , ( D + D1 ) < 1 。电流连续时, Toff ' = TS ? TON , D1 = 1 ? D , D + D1 = 1 。 T 和 D 都截止期间,电感电流 I L 为 0,负载由滤波电容供电。
由式(2-15) 、 (2-16)可得,电流断流时的变压比为: Vo D M= = >D Vi D + D1

(2-17)

电感电流的平均值就是负载电流 Io 的平均值, 当负载电流减小时,I L max 和都 I L min 减小, 当负载电流减小到使 I L min 为零时, 电感电流将在一个周期 TS 中的 S 导通的 TON 期 间从 0 上升至 I L max ,然后在 S 截止的 Toff 期间从 I L max 下降至 0。这时的负载电流成为 临界负载电流 I OK 。若负载电流进一步减小,则在 S 截止、D 导电历时 Toff ' < (TS ? TON ) 时,电感电流 I L 已衰减到 0,这种情况就是电感电流断流工作情况。临界连续时 I L max 就是导通期间电感电流的增量 ?I L ,即 ?I L = I L max 。因此临界负载电流是 ?I L / 2 : 1 1 1 Vi ? Vo Vi ? Vo gDg I OK = I L max = ?I L = TS = D (2-18) 2 2 2 L 2 Lf

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2.3.2 双重 buck 电路的工作原理

Ii +
T1
G1

T2
G2

L1

L2
i2

Vi

v1
DC

i1

v2
i0

+
R

D1

D2

C

Vo -

图 2.6 双重 buck 降压电路图

如图 2.6 所示,将两个 buck 变换器并联,可以组成一个双重的 buck 变换器。 两 个 buck 电路各经一个电感后并联向负载供电,各个 buck 电路输出的电压、电流分别 为 v1 、 v2 及 i1 、 i2 。若在一个控制周期 TS 中,两个开关器件 T1、T2 依序通、断一次, 它们的导通时间的起点相差 TS / 2 ,两个开关的导通时间 TON 、占空比 D 相同,那么两 个 buck 电路的输出电压 v1 (t ) 、 v2 (t ) 应是脉宽相同、幅值相同、相位相差 1/ 2 个周期 的两个电压方波。因此,电流 i1 (t ) 、 i2 (t ) 也是仅相位相差 1/ 2 个周期、波形完全相同 的脉动电流波。当 T1 导通, v1 = Vi 时, i1 (t ) 上升;当 T1 截止, v1 = 0 时, i1 (t ) 下降。 负载电流 i0 (t ) 应为

i0 (t ) = i1 (t ) + i2 (t )

(2-19)

如果 I1 、 I 2 为 i1 (t ) 、 i2 (t ) 在一个周期中的平均值, I 0 为负载电流 i0 (t ) 的平均值, 那么 I1 、 I 2 应该相等,且

I 0 = 2 I1 = 2 I 2

(2-20)

若负载电容 C 足够大,在一个开关周期中,输出电压的脉动很小,可以近似认为 输出为直流电压,则输出电流 i1 (t ) 为直流平均值 I 0 不变,即

I 0 = i1 (t ) + i2 (t )

(2-21)

开关器件导通占空比 D 不同时,图 2.7 中两个开关管组合的通断状态也不同。 (1)如果开关导通占空比 D = TON / TS < 1/ 2 ,则复合变换器在一个开关周期中有

23

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三种运行情况: ①开关管 T1 导通,T2 截止,此时 v1 = Vi , v2 = 0 ,电感 L1 的电流 i1 线性上升, 电感 L2 的电流 i2 线性下降; ②开关管 T1、T2 均截止,此时 v1 = 0 , v2 = 0 ,电感 L1、L2 的电流 i1 、 i2 均线性 下降; ③开关管 T1 截止,T2 导通,此时 v1 = 0 , v2 = Vi ,电感 L1 的电流 i1 线性下降, 电感 L2 的电流 i2 线性上升; (2)如果开关导通占空比 D = TON / TS > 1/ 2 ,则复合变换器在一个开关周期中有 三种运行情况: ①开关管 T1 导通,T2 截止,此时 v1 = Vi , v2 = 0 ,电感 L1 的电流 i1 线性上升, 电感 L2 的电流 i2 线性下降; ②开关管 T1、T2 均导通,此时 v1 = Vi , v2 = Vi ,电感 L1、L2 的电流 i1 、 i2 均线 性上升; ③开关管 T1 截止,T2 导通,此时 v1 = 0 , v2 = Vi ,电感 L1 的电流 i1 线性下降, 电感 L2 的电流 i2 线性上升; 双重 buck 电路由两个基本 buck 电路并联而成,分析方法与前面所述相同,根据 电感电流在上升阶段的增加量等于下降阶段的减少量得出。设电压变化率为 M,则两 个电压 v1 、 v2 的平均值 V1 、 V2 都应为 MVi ,即

V1 = V2 = MVi
由于电感 L 两端直流压降平均值为零,故输出电压 V0 的直流平均值为

(2-22)

V0 = V1 = V2 = MVi

(2-23)

根据电感电流是否出现断续, 也可以将电路的工作方式分为连续导电模式 (CCM) 和不连续导电模式(DCM) 。连续导电模式下, M = D ;不连续导电模式下, M > D 。

2.3.3 buck 电路的调制方式
由以上的分析可知,输出电压大小与开关管的导通占空比 D 有关,改变占空比 D 的大小,就可以改变变压比,从而改变输出电压的大小。可以通过两种方式改变开关 管的导通占空比:
24

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(1)脉冲宽度调制方式 PWM(Pulse Width Modulation) 保持 TS 不变(开关频率不变) ,改变 TON 调控输出电压; (2)脉冲频率调制方式 PFM(Pulse Frequency Modulation) 保持 TON 不变,改变开关频率或周期调控输出电压。 实际应用中广泛采用 PWM 方式。因为采用定频 PWM 开关时,输出电压中谐波 的频率固定,滤波器容易设计,开关过程所产生电磁干扰容易控制。此外,由系统获 得可变脉宽信号比获得可变频率信号容易实现。

2.4 主电路参数设计及仿真
2.4.1 开关频率 f s 的选择 从理论上讲,提高开关频率可以减小滤波参数,从而缩小体积、减轻重量、降低 系统功耗及成本,并减小交流电流谐波畸变率。然而,实际上开关频率 f s 受开关器件 自身的限制,高的开关频率意味着高的开关损耗以及高的开关应力。 本装置开关管采用西门子公司的 IGBT,由于电力电子器件的发展,IGBT 的开关 损耗越来越小, 允许的开关频率越来越高, 因此可适当提高开关频率, 选取 f s =20kHz。 输出电压、 电流的脉动频率是开关频率的 2 倍, 即 40kHz。 由于采取双重 buck 降压电路,

2.4.2 buck 电路的电感电容参数设计 buck 电路可以工作于不连续模式,但是会出现一些问题,最好能保证电路大部分
时间工作在连续电流模式。假定输出电流为最大充电电流 Io (25A)的 1/10 时,电感 电流依然连续,设电感电流最大值为 I 2 ,最小值为 I1 ,则输出电流 0.1Io 为 I ?I 0.1Io = 2 1 × 2 = I 2 ? I1 2 而

(2-24)

L


di = Vi ? Vo dt Vi ? Vo × TON 0.1Io
25

(2-25)

L=

(2-26)

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取 Vi = 550V , Vo = 220V , Io = 25 A , DTS = 0.4 × 50 = 20? s ,得到
L = 2.6mH

(2-27)

实际选取稍大的电感 L = 3.5mH 。 电容越大,输出波形越平稳,取输出滤波电容值为 3300? F 。

2.4.3 buck 电路开关管的选择 buck 电路输入电压为 470~600V,输出最大电流为 25A,即开关管承受的最大电
压为 600V, 最大电流为 25A。 开关管选择西门子公司 BSM150GB120DN2 型号的 IGBT, 能承受的最大电压为 1200V,最大电流为 150A,满足电路要求。

2.4.4 整流模块的选择 12 脉波整流电路的输入为 50Hz、380V 的交流电源,波动范围为-10%~+6%,
由式(2-2)可得整流后的电压范围为: U max = 2.34 × 220 ×1.06 = 545.7V
U min = 2.34 × 220 × 0.9 = 463.3V

(2-28) (2-29)

buck 电路的最大输出电流为 25A,假设变换器的损耗为零,输出功率等于输入功
率,则输入电流的最大值为:

Ii max = Io max×

VO 220 = 25 × = 10 A 550 Vi

(2-30)

则整流桥输出的最大电流为 10A,取 4 倍的裕量,即 40A,选用 6RI75G-160 型的三 相整流桥模块两个,其额定电压为 1600V,额定电流为 75A。整流桥输出的平均电压 为:

U = 2.34 × 220 = 514.8V 2.4.5 buck 电路的 PSpice 仿真研究

(2-31)

为了验证双重 buck 电路的工作原理及参数设计的正确性,采用 PSpice 仿真软件 对其进行仿真,仿真电路如图 2.7 所示,仿真参数如下: 输入电压 V 1 = 550V ; 开关频率 f s = 20kHz ;

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占空比 D = 40% ; 电感 L1 = L 2 = 3.5mH ; 电容 C1 = 3300? F ; 负载电阻 R 4 = 10?

图 2.7 双重 buck 电路 PSpice 仿真电路图

(a)Z1 两端电压

(b)Z2 两端电压 图 2.8 开关管两端电压波形

27

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(a)开关管 Z1 的电流

(b)电感 L1 的电流 图 2.9 开关管与电感电流

图 2.10 输出电压纹波

图 2.8 为开关管两端的电压波形,可以看出它们是互补导通的,占空比均为 0.4, 导通时的管压降等于输入电压 550V。 图 2.9 为开关管和同一单元的电感电流,电感电流为连续,开关管导通时,流过 开关管的电流与电感电流相等。 图 2.10 为输出电压纹波值,可以看出,电压纹波的周期为 25? s ,频率为 40kHz , 是开关频率的两倍, 与前面的分析相同。输出电压幅值约为 220V,输入电压为 550V, 占空比为 20%,满足式(2-23)的电感电流连续时的电压变化关系。

2.5 本章小结
本章先简要介绍了 UPS 系统的结构, 然后分析了蓄电池充电系统的主电路设计思 路,选择了先采用 12 脉波整流的方式将交流电压变为直流电压,然后通过双重 buck 电路降压的方式给蓄电池供电。 本章着重分析了 12 脉波整流及 buck 电路的工作原理, 并在此基础上引出双重 buck 电路的概念,最后设计了电路的相关参数,并用 PSPICE 软件对其进行了仿真研究。

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3

蓄电池充电控制方法研究

3.1 蓄电池模块及充电管理系统
在第一章的介绍中,我们了解了各种蓄电池的充电方法,其中恒压限流充电方法 是目前使用最多、最成熟、最符合蓄电池特性的充电方法,因此本充电系统也采用恒 压限流的充电方法。 当蓄电池未充满时,需要设置较高的充电电压给蓄电池充电,以激活蓄电池,这 个阶段称为均充。当蓄电池充满后,充电电流变得很小,此时还需要继续对蓄电池充 电,以补充蓄电池的自放电,这个阶段称为浮充,浮充电压一般比均充电压低。如果 长期均充(高压充电)容易造成电池过充,易使电池发热鼓包,从而缩短电池的使用 寿命;只浮充不均充便会使电池欠充,造成个别电池落后。均充、浮充电压根据具体 电池的不同而不同,在 25℃时,本系统使用的蓄电池单体均充电压为 2.35V,浮充电 压为 2.25V,充电电流不超过 25A。在对蓄电池进行均充时,要随时监测充电电流, 当充电电流降到 0.006C(C 表示电池的额定容量)且保持 3 小时不变时,及表示电池 组充满电,要对其进行浮充,一般的充电系统中都应配置均充自动转浮充电路。为了 维护蓄电池性能,当以下情况存在时,必须对蓄电池进行均充: ①单体电池浮充电压低于 2.18V; ②新电池安装调试后需进行 12 小时的均充; ③电池组放出 5%以上的额定容量 ④电池组搁置不用(也未浮充)时间超过三个月; ⑤全浮充运行六个月以上。 由于蓄电池铅板的腐蚀速度和外界温度有紧密的关系, 温度越高, 腐蚀速度越快, 会导致电池损坏越快。因为越高的温度,在恒压充电下,会使电池吸收更多的电流, 过多的电流则会导致电池温度上升更快。为了减小温度的影响,必须针对温度加以补 偿,温度上升,则必须降低电压,以防止温度继续上升。在均充是,单体蓄电池充电

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电 压 的 温 度 补 偿 值 为 -5mV/℃ ; 浮 充 时 , 单 体 蓄 电 池 充 电 电 压 的 温 度 补 偿 值 为

-3.5mV/℃[42]。

3.2 恒压限流充电方式的研究
3.2.1 恒压限流控制方式的外特性曲线

u
Voh
C B

A

I ox
图 3.1 恒压限流外特性曲线

i

如图 3.1 所示为蓄电池采用恒压限流方式充电的外特性曲线,从图中可以看出, 全部充电过程分两个阶段完成。在蓄电池刚开始充电时,内电势较低,充电电流非常 大,需要通过外部控制将电流限制在一个较小的值 I ox ,此时系统工作在恒流阶段,充 电电压小于设定的电压值 Voh ,如图 3.1 中的 AB 段。随着蓄电池的电量慢慢增加,内 电势升高,充电电压也变大,最终达到 Voh ,即图 3.1 中的 B 点。此后系统工作在恒压 阶段,充电电压不变,充电电流慢慢变小,如图 3.1 中的 BC 段[43]。

3.2.2 系统控制原理
蓄电池充电系统主电路采用先经 12 脉波整流,再经双重 buck 降压的方式构成, 前端整流部分不可控,只能在降压部分实现对电流、电压的控制。根据前面的分析,

buck 电路的输出电压主要与开关占空比 D 有关,改变 D 的大小即可改变输出电压。
采用 PWM 的方式对降压电路进行调制,PWM 波形通过锯齿波与直流电压比较产生, 当直流电压高于锯齿波时关断开关管, 当锯齿波高于直流电压时导通开关管, 如图 3.2 所示。

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uT
uA

uB

uP

图 3.2 PWM 波形产生原理图

U V W EMI

12 脉 波 整 流

*
C1

+

ud
PWM1

L

C2

*

i0
PWM2

HL
电流 反馈 电压 反馈

uo

驱动
D1

uA uB

Gi ( s )

D2

Gv ( s )

urefi uv
urefv

ui

图 3.3 恒压限流充电系统控制框图

充电系统的控制框图如图 3.3 所示,控制电路中,电流反馈和电压反馈环路的输 出经二极管并行连接,在每个充电周期的前期和后期,由电流调节器 Gi ( s ) 和电压

Gv ( s ) 分时地调控脉冲信号的宽度,以实现恒压限流的充电要求[44]。
当蓄电池刚开始充电时,电流比较大,电流反馈值 ui 大于给定值 urefi ,电流调节 器 Gi ( s ) 起作用,试图将 uP 的脉冲变窄来减小充电电压 u0 ,即减小充电电流 i0 ,因此 电流调节器 Gi ( s ) 的输出 u A 升高。由于充电电压 u0 减小,输出电压反馈值 uv 低于给定 值 urefv ,电压调节器 Gv ( s ) 又将试图加宽 uP 的脉冲来增加充电电压 u0 ,这样电压调节 器 Gv ( s ) 的输出 uB 将下降, uB < u A ,二极管 D2 截止,实际上 Gv ( s ) 对脉宽失去调节作
31

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用。在这一阶段,限流环起了主要作用,系统工作在恒流充电阶段,充电电压小于设 定值。 随着蓄电池电量的积累,反电势增加,充电电压也变大,慢慢向设定值靠近,电 压调节器 Gv ( s ) 的输出 uB 逐渐变大。当 uB > u A 时二极管 D1 截止,D2 导通, Gv ( s ) 开 始起作用,对 uP 的脉宽进行调节,系统在电压负反馈作用下作恒压运行。此时的充电 电流 i0 变小了,反馈值 ui 小于给定值 urefi ,电流调节器 Gi ( s ) 使 u A 降低(试图将脉冲 uP 拓宽以增大 i0 ) , uB > u A ,D1 截止, Gi ( s ) 对脉宽失去控制作用。 因此,在两个二极管的作用下,任何时候都只有一个调节器在起作用。

3.2.3 双重 buck 电路的平均值控制模型
由第二章的图 2.5 可以得出[45][46], du0 i1 + i2 u0 = ? dt C RC

(3-1) (3-2) (3-3)

u DVi di1 di 2 = =? 0 + dt dt L L i0 = i1 + i2
由拉普拉斯变换可以得到,

U 0 ( s) 2 = Ls DVi LCs 2 + +2 R 1 2(Cs + ) I 0 ( s) R = DVi LCs 2 + Ls + 2 R

(3-4)

(3-5)

一般情况下 Vi 的变化不明显,这里假设为 Vi 定值,占空比为一函数 D(t ) ,由式 (3-4) 、 (3-5)可得,

G1 ( s ) =

U 0 (s) 2Vi = D( s ) LCs 2 + Ls + 2 R

(3-6)

1 2Vi(Cs + ) I 0 ( s) R G2 ( s ) = = Ls D( s ) LCs 2 + +2 R
32

(3-7)

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式(3-6) 、 (3-7)即为输出电压 u0 、电感电流 i0 以占空比 D 为控制量的传递函数, 电压环、电流环的的控制框图分别如图 3.4、图 3.5 所示。

urefv

+ -

Gv ( s )

Gm ( s )

G1 ( s )

u0

H v (s)

图 3.4 电压环控制框图

urefi

+ -

Gi ( s )

Gm ( s)

G2 ( s )

i0

H i (s)

图 3.5 电流环控制框图

将参数 Vi = 500V 、L = 3.5mH 、C = 3300 ? F 、R = 100?(恒压调节时) 、R ' = 10? (恒流调节时)代入式(3-6)和式(3-7)中得到 500 G1 ( s ) = ?6 2 5.775 × 10 s + 1.75 × 10?5 s + 1

(3-8) (3-9)

G2 ( s ) =

16.5s + 500 5.775 × 10 s 2 + 1.75 ×10?3 s + 10
?5

Gm ( s ) 为 PWM 脉宽调制器的传递函数,锯齿波的幅值 VM = 500 ,则 1 Gm ( s ) = 500
得到

(3-10)

H v ( s ) 、 H i ( s ) 分别为电压、电流反馈网络的传递函数,又根据系统各自的特点,

H v ( s ) = 10 H i ( s ) = 100 未加调节器的原回路开环传递函数为: G0 v ( s ) = Gm ( s )G1 ( s ) H v ( s ) = G0i ( s ) = Gm ( s )G2 ( s ) H i ( s ) = 10 5.775 × 10 s + 1.75 × 10?5 s + 1
?6
2

(3-11) (3-12)

(3-13) (3-14)

3.3s + 100 5.775 × 10 s 2 + 1.75 ×10?3 s + 10
?5

式(3-13) 、式(3-14)所示系统的 Bode 图分别如图 3.6、图 3.7 所示。
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图 3.6 G0 v ( s ) 系统的 Bode 图

图 3.7 G0i ( s ) 系统的 Bode 图

34

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由图 3.6 看出,未加调节器的电压环相角裕度为 0,系统是不稳定的,需要加调 节器对其进行修正。

3.2.4 PI 调节器概述
, PI 控制是目前应用最为广泛的一种控制方式。其中 P 是比例项(Proportional) 代表了当前的信息,起校正动态偏差的作用,使控制作用反应迅速; I 是积分项 (Integral) ,代表了过去积累的信息,它能消除静态误差,改善系统的静态性能。它 的结构简单,具有一定的鲁棒性,参数易于调整,对于那些模型不精确、参数变化较 大的被控对象,采用 PI 调节器往往能够取得满意的控制效果。设 PI 调节器的输入作 用 e(t ) ,控制作用 u (t ) ,则 u (t ) 与 e(t ) 满足关系式[47]:
t

u (t ) = K p e(t ) + K i ∫ e(t )dt
0

(3-15)

其中, K P 为比例系数, K i 为积分系数,频域的传递函数为 K G ( s) = K p + i s

(3-16)

PI 调节器的作用为:
(1)在前向通道传递函数 s = ? K i / K p 处增加了一个零点; (2)在前向通道传递函数 s = 0 处增加了一个极点,增加了系统的阶次,原来系 统的稳定误差可以得到改善。

3.2.5 PI 调节器参数设计
由图 3.6 可以得出,原电压环的相角裕度约为 0,幅值裕度约为 20dB。设校正后 的新相角裕度对应的截止频率为 ω g ' ,为了使带校正系统传递函数的幅值曲线在 ω g ' 处降为 0dB,PI 控制器所产生的衰减量一定要等于幅值曲线在 ω g ' 处的增益,换句话 说,另

G0 v ( jω g ') = ?20 log10 K p dB
得到
K p = 10
? G0 v ( jω g ') / 20

Kp <1

(3-17)

Kp <1

(3-18)

要求校正后的相角裕度为 45o ,对应的 ω g ' ≈ 420rad / s ,此时 G0 v ( jω ) 的幅值约为

60dB。因此,PI 控制器要在 ω g ' = 420rad / s 处提供-60dB 的衰减。将 G0 v ( j g ') = 60dB
35

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代入式(3-17) ,得到
K p = 10
? G0 v ( jω g ') / 20

= 10?60 / 20 = 0.001

(3-19)

PI 调节器对幅值具有衰减作用,但缺带来了对相角裕度有害的相位滞后[48]。如果
交接频率 ω = K i / K p 远小于 ω g ' ,PI 控制器的相位滞后对校正系统在接近 ω g ' 处的相 位影响很小。另一方面, ω = K i / K p 的值不应太小,或者说系统的带宽不应太窄,因

ω = K i / K p 对应的频率至少是 ω g ' 为这样会造成上升时间和调节时间太长。 一般来讲,
的 1/10 ,即

Ki ω g ' rad / s = Kp 10
代入 K p = 0.001 得

(3-20)

Ki =
设计的 PI 调节器为

0.001× 420 = 0.042 10 0.042 s

(3-21)

G ( s ) = 0.001 +
则校正后的系统开环传递函数为

(3-22)

G0 v '( s ) = Gv ( s )Gm ( s )G1 ( s ) H v ( s ) =

0.001 + 0.042s 10 (3-23) ?6 2 s 5.775 × 10 s + 1.75 × 10?5 s + 1

将校正前后的系统开环传递函数 Bode 图比较如图 3.8 所示,可以看出系统性能 得到了较大改善,相角裕度约为 90o ,谐振峰值也变得很小,这样得到的系统稳定性 较高,超调也会比较小。 经过 Matlab 仿真,发现加入 PI 调节器后,系统稳态误差为 0,超调量也为 0,但 上升时间非常慢,大约经过 12s 才能到达稳态值,而增大 K p 会引起系统的振荡。在原 系统中加入一贯性环节,提升幅值特性曲线。将加入贯性环节以后的系统按照以上步 骤重新设计 PI 参数,得到

K p = 0.01 G0 v ''( s ) = 0.01 + 2s 10 10 g g ?6 2 s s + 10 5.775 ×10 s + 1.75 × 10?5 s + 1 Ki = 2

(3-24) (3-25) (3-26)

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经过最终校正后的系统的 Bode 图也在图 3.8 列出,相角裕度约为 45o 。

图 3.8 电压环开环传递函数 Bode 图

图 3.9 为系统经校正后的 Matlab 仿真图,上升时间较快,超调量也比较小。

图 3.9 充电电压仿真图

电流环的 PI 参数可以用同样的方法得到。

3.3 本章小结
本章先根据阀控式密封铅酸蓄电池的使用手册选择了带有温度补偿的恒压限流 充电方式,然后建立了系统的控制框图。接下来介绍了双重 buck 电路的控制模型, 引入 PI 调节器对充电系统进行调制, 设计了 PI 参数, 并对系统进行 Matlab 仿真分析。
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4

蓄电池充电控制系统的硬件实现

4.1 蓄电池充电控制系统的结构
ZB

LH LP

U V W

十二相 隔离 变压器

*
C1

*
SCR

双重 buck 降压 电路

C2

交流检测 及处理 控制电源 显示驱动 控制面板 状态通讯

故 障 保 护

软 上 电 控 制

母线电流检 测及处理

隔离驱动 充电电流检 测及处理 充电电压检 测及处理 温度检测 及处理

DSP 控制系统

图 4.1 控制系统结构图

图 4.1 所示为蓄电池充电部分的控制系统结构图。控制回路以 DSP 芯片为核心, 外围电路采集蓄电池的端电压、放电电流、温度以及主电路的充电电压、充电电流、 母线电压、母线电流等状态信息,送入 DSP 芯片进行分析和处理,得到相应的控制信 号,控制主回路 IGBT 的通断,以实现蓄电池的恒压限流充电。同时控制系统对主回 路各部分的电压和电流进行实时监测,有效的防止了事故的发生,对充电系统起到了 很好的保护作用。

4.2 IGBT 驱动电路设计
IGBT 是一种电压型控制器件,需要外加驱动信号才能工作。在设计 IGBT 驱动
时必须注意以下几点[49]: (1)栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响,必须正确选择。当
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正向驱动电压增大时,IGBT 的导通电阻下降,开通损耗减小,但正向驱动电压过大 则负载短路时其短路电流 IC 随 UGE 增大而增大,可能使 IGBT 出现擎住效应,导致门 控失效,从而造成 IGBT 的损坏。正向驱动电压过小会使 IGBT 退出饱和导通区而进 入线性放大区,使 IGBT 过热损坏。实际运用中选 12V ≤ U GE ≤ 18V 。栅极负偏置电压 可防止关断时浪涌电流过大而引起的 IGBT 误导通,一般负偏置电压选 ?5V 为宜。另 外,IGBT 开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值,使 IGBT 在正常工作及过 载情况下不致退出饱和导通区而损坏; (2)IGBT 快速开通和关断有利于提高工作频率,减小开关损耗。但在大电感负 载下 IGBT 的开关频率不宜过大,因为高速开通和关断时,会产生很高的尖峰电压, 极有可能击穿 IGBT 或其他元器件; (3)选择合适的栅极串联电阻 Rg 对 IGBT 的驱动相当重要。Rg 较小,栅射极之 间的充放电时间常数比较小,会使开通瞬间电流较大,从而损坏 IGBT;Rg 较大,有 利于抑制 dVCE / dt ,但会增加 IGBT 的开关时间和开关损耗; (4)当 IGBT 关断时,栅射极电压很容易受 IGBT 和电路寄生参数的干扰,引起 器件误导通,为防止出现这种现象,可以在栅射极之间并接一个电阻。此外,在实际 应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰,最好在栅射极之间并接两只反向串联的稳 压二极管,其稳压值应与正负栅压相同。

图 4.2

SCALE 原理方框图

图 4.3

2SD106 外部引脚图

39

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SCALE 驱动板是瑞士 Concept 公司生产的,主要用于驱动西门子 EUPEC 的高压
大电流 IGBT。 SCALE 驱动板采用 ASIC 设计, 仅用 15V 电源驱动,采用脉冲变压器隔 离,开关频率可大于 100kHz ,具有很高的可靠性和很长的使用寿命, 能驱动最高等级 为 1200A/1700V 的 IGBT[50]。

SCALE 由电子接口 LDI、智能栅极驱动 IGD 和 15V DC/DC 电源组成, 每一个功
能块含两路 PWM 驱动电路。其原理方框图如图 4.2 所示。因为 PWM 信号的频率和 占空比变化较大,所以不能简单地通过变压器传送。为此,SCALE 配备了 LDI 逻辑 接口电路,能够对 PWM 信号进行编码,再通过脉冲变压器传送。LDI 的两路信号输 入端都具有施密特触发器特性,能处理 5~15V 电平的逻辑信号。IGD 能对从脉冲变 压器接收到的编码信号进行解码,并进行功率放大再驱动 IGBT,因此具有非常强大 的驱动能力。此外,IGD 还能检测 IGBT 的过载、短路,检测电路的欠压状态,产生 相应时间和锁定时间,并给 LDI 发出状态通知信号。SCALE 自带 DC/DC 电源模块, 能产生对称的正负 15V 电源,给 IGBT 提供开通、阻断电压[51]。 通过选取关断阈值参考电阻 Rth 来设 SCALE 的两路驱动电路都有 VCE 监测电路, 置临界 VCE 值。在 IGBT 开通后的一段时间内 VCE 监测电路不起作用,当 VCE 出现故 障后,锁定时间功能开始启动, 并在锁定时间内锁定 IGBT,不再接收输入信号。SCALE 中的每路都具有一个欠压监测电路。 当电源电压降至 10~11V 时, IGBT 将执行负压关 断并进行故障报警。

2SD106AI-17 是 SCALE 驱动板的其中一种,可以驱动 1700V 的 IGBT,最大门
极电流达到 6A。该驱动板采用 24 脚直插的封装,图 4.3 为外部引脚图,各引脚功能 如下: :电源+15V,供 LDI 使用; 1 脚(VDD) :电源地; 2 脚(GND) 、10 脚(SO2) :状态输出; 3 脚(SO1) :复位端; 4 脚(VL) 、5 脚(RC2) :设置死区时间; 5 脚(RC1) 、7 脚(InB) :输入信号; 6 脚(InA)

40

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9 脚(MOD) :模式选择,可选择直接模式或半桥模式。将 9 脚接高电平,RC1、 RC2 接地,即为直接模式,在这种模式下,两路驱动电路将独立工作,状态输出 SO1、 SO2 分别返回,当出现故障时可以方便的判断故障出现在那一路。9 脚接地为半桥模
式,输入 InA 为 PWM 输入,InB 为使能输入,可以通过在 RC1、RC2 管脚外部加入

RC 电路来设置死区时间,状态输出 SO1、SO2 连在一起,返回状态相同。实际运用
中一般采用直接模式; :电源地; 11 脚(GNDdc) :DC/DC 电源; 12 脚(VDC)

13 脚、18 脚、19 脚、24 脚悬空;
、20 脚(G1) :栅极,与 IGBT 栅极相连; 14 脚(G2) 、21 脚(E1) :发射极,与 IGBT 发射极相连; 15 脚(E2) 、22 脚(Rth1) :设置临界 VCE,阻值按照 Rth = VCE (th ) /150? A 选取; 16 脚(Rth2) 、23 脚(C1) :集电极,与 IGBT 集电极相连。 17 脚(C2)

2SD106AI-17 的典型应用电路如图 4.4 所示,外围电路由信号输入端保护、驱动
电源智能监控及状态输出与故障自复位电路组成[52][53]。

图 4.4

2SD106AI-17 典型应用电路

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(1)电阻 R8、R9、R10、R11、R12、R13,二极管 D3、D4、D5、D6 和电容

C2、C3 组成信号输入电路的保护电路。二极管将输入信号箝位在 0~15V,电容吸收
尖峰脉冲。在输入信号无信号时,电阻 R10、R13 将输入信号接地,防止误导通; (2)电阻 R3、R4、R5、R6、R7,稳压管 ZD1,二极管 D2 和三极管 Q1、Q2 组成欠压保护电路。输入电源正常时(11~12V)稳压管击穿,Q1 导通,Q2 截止, 状态输出为高电平,一旦电源电压低于 11~12V 时,Q1 截止,Q2 导通,状态输出为 低电平,关断 IGBT; (3)电阻 R1、R2,二极管 D1 和电容 C1 组成故障自动复位电路。有故障时, 状态输出为低电平,电容 C1 放电,经过一段时间放电结束,低电平通过两个非门传 至 VL,使驱动块自动复位; (4)VCE 大于设定值,驱动芯片将产生负电压,关断开关管,可以自行设置临界

VCE 值。由于驱动块自带 DC/DC 电源,且输出对称电压+15V、-15V,故不须另加驱
动电源。 给驱动电路加上 20kHz 的方波信号,得到 IGBT 驱动波形如图 4.5 所示。

图 4.5

2SD106AI-17 驱动电路波形

4.3 基于 TMS320LF240 的控制系统硬件设计
4.3.1 TMS320LF240 芯片概述 DSP 芯片,也称数字信号处理器,是一种具有特殊结构的微处理器[54][55]。DSP 芯
片的内部采用程序和数据分开的哈佛结构,具有专门的硬件乘法器,广泛采用流水线

42

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操作,提供特殊的 DSP 指令,可以用来快速地实现各种数字信号处理算法。根据数 字信号处理的要求,DSP 芯片一般具有如下的一些主要特点: (1)在一个指令周期内可完成一次乘法和一次加法; (2)程序和数据空间分开,可以同时访问指令和数据; (3)片内具有快速 RAM,通常可通过独立的数据总线在两块中同时访问; (4)具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持; (5)快速的中断处理和硬件 I/O 支持; (6)具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器; (7)可以并行执行多个操作; (8)支持流水线操作,使取指、译码和执行等操作可以重叠执行。 世界上第一个单片 DSP 芯片是 1978 年 AMI 公司宣布的 S2811, 1979 年美国 Intel 公司发布的商用可编程期间 2920 是 DSP 芯片的一个主要里程碑。这两种芯片内部都 没有现代 DSP 芯片所必须的单周期芯片。1980 年,日本 NEC 公司推出的 ?PD7720 是第一个具有乘法器的商用 DSP 芯片。 第一个采用 CMOS 工艺生产浮点 DSP 芯片的 是日本的 Hitachi 公司,它于 1982 年推出了浮点 DSP 芯片。1983 年,日本的 Fujitsu 公司推出的 MB8764,其指令周期为 120 ns,且具有双内部总线,从而处理的吞吐量 发生了一个大的飞跃。而第一个高性能的浮点 DSP 芯片应是 AT&T 公司于 1984 年推 在这么多的 DSP 芯片种类中, 最成功的是美国德克萨斯仪器公司 (Texas 出的 DSP32。

Instruments,简称 TI)的一系列产品。TI 公司在 1982 年成功推出启迪一代 DSP 芯片 TMS32010 及其系列产品 TMS32011、 TMS32C10/C14/C15/C16/C17 等, 之后相继推出
了 第 二 代 DSP 芯 片 TMS32020 、 TMS320C25/C26/C28 , 第 三 代 芯 片

TMS32C30/C31/C32 , 第 四 代 DSP 芯 片 TMS32C40/C44 , 第 五 代 DSP 芯 片 TMS32C50/C51/C52/C53 以及集多个 DSP 于一体的高性能 DSP 芯片 TMS32C80/ C82
等。自 1980 年以来,DSP 芯片得到了突飞猛进的发展,DSP 芯片的应用越来越广泛。 从运算速度来看,MAC(一次乘法和一次加法)时间已经从 80 年代初的 400ns(如

TMS32010)降低到 40ns(如 TMS32C40) ,处理能力提高了 10 多倍。DSP 芯片内部
关键的乘法器部件从 1980 年的占模区的 40 左右下降到 5 以下,片内 RAM 增加一个

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数量级以上。从制造工艺来看,1980 年采用 4? 的 N 沟道 MOS 工艺,而现在则普遍 采用亚微米 CMOS 工艺。DSP 芯片的引脚数量从 1980 年的最多 64 个增加到现在的

200 个以上,引脚数量的增加,意味着结构灵活性的增加。此外,DSP 芯片的发展,
是 DSP 系统的成本、体积、重量和功耗都有很大程度的下降一样,有的 DSP 芯片采 用自定义的浮点格式,有的 DSP 芯片则采用 IEEE 的标准浮点格式。 自从 DSP 芯片诞生以来,DSP 芯片得到了飞速的发展。DSP 芯片高速发展,一 方面得益于集成电路的发展,另一方面也得益于巨大的市场。在短短的十多年时间,

DSP 芯片已经在信号处理、通信、雷达等许多领域得到广泛的应用。目前,DSP 芯片
的价格也越来越低,性能价格比日益提高,具有巨大的应用潜力。DSP 芯片的应用主 要有: (1)信号处理——如数字滤波、自适应滤波、快速傅里叶变换、相关运算、频 谱分析、卷积等; (2)通信——如调制解调器、自适应均衡、数据加密、数据压缩、回坡抵消、 多路复用、传真、扩频通信、纠错编码、波形产生等; (3)语音——如语音编码、语音合成、语音识别、语音增强、说话人辨认、说 话人确认、语音邮件、语音储存等; (4)图像/图形——如二维和三维图形处理、图像压缩与传输、图像增强、动画、 机器人视觉等; (5)军事——如保密通信、雷达处理、声纳处理、导航等; (6)仪器仪表——如频谱分析、函数发生、锁相环、地震处理等; (7)自动控制——如引擎控制、深空、自动驾驶、机器人控制、磁盘控制; (8)医疗——如助听、超声设备、诊断工具、病人监护等; (9)家用电器——如高保真音响、音乐合成、音调控制、玩具与游戏、数字电 话/电视等。 本控制系统中采用的 TMS320x240 是一种低价格,高性能 16 位定点运算 DSP。 它的主要性能有: (1)高性能静态 CMOS 工艺,低功耗;

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(2)TMS320x2xx 内核 CPU:

——32 位中央算术逻辑单元(CALU) ——32 位累加器 ——16 位×16 位并行乘法器,产生 32 位积 ——三个定标移位器 ——八个 16 位辅助寄存器和一个用于数据存储器间接寻址的专用算术单元;
(3)DSP 内核运算能力高达 20MIPS,50ns 指令周期时间; (4)强大的指令集:单周期乘/加、块移动、多条件转移和调用、位倒序寻址; (5)存储器:

——544 片内数据/程序双口 RAM ——16K 片内 ROM 或 Flash ——可寻址 224K 存储空间(64K 程序、数据和 I/O 寻址空间,以及 32K 全局数
据空间) ; (6)事件管理器: ——12 路比较/脉冲宽度调制通道

——3 个 16 位通用定时器,6 种工作方式 ——3 个具有死区控制的 16 位全比较单元
; ——4 个捕获单元(其中两个具有正交编码器脉冲接口能力) (7)两组各 8 路 10 位 10us 的 A/D 转换器; (8)SPI 串口和 SCI 串口; (9)看门狗定时器和实时中断定时器; (10)28 个单独可编程、多路复用 I/O 引脚; (11)基于锁相环的时钟模块; (12)6 种外部中断(电源保护、复位、NMI 以及 3 种可屏蔽中断) ; (13)基于扫描的(Scan-Based)仿真。

4.3.2 基于 TMS320LF240 芯片的控制系统硬件设计
下面简要介绍基于 TMS320LF240 芯片的控制系统硬件设计
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(1)时钟源模块 与时钟源模块相关的外部引脚有: ①XTAL1/CLKIN:当使用内部振荡器时,该引脚接外部晶振,当使用外部振荡 器时,该引脚接外部振荡器的输出。外部晶振的频率可以是 4、6、8MHz,外部振荡 器的输出频率可在 2-32MHz 之间。 ②XTAL2:接外部晶振的另一端,如果采用外部振荡器,该引脚不使用。 ③ OSCBYP :振荡器旁路引脚,用来选择振荡器是否被旁路。若器件使用外部时 钟输入,该信号被置成 0V 以旁路基准晶体振荡电路。 外接晶振和外部振荡器统称为外部时钟,在时钟源模块内产生的四种时钟包括: ①CPUCLK:CPU 时钟,是始终模块提供的最高时钟频率,用于 CPU 所有的存 储器以及所有直接连至 CPU 总线的外设,外部存储器接口(如果存在)也使用这个 时钟; ②SYSCLK:它是 CPU 时钟的 2 分频或 4 分频,为 DSP 控制器的片内外设服务; ③ACLK:这个时钟专为 DSP 控制器中的模拟模块服务,如果使用推荐的输入频 率之一,并且相关控制位被正确编程,同时 CPU 时钟是偶数兆赫兹,则该时钟的正 常频率为(1+l0%)MHz; ④WDCLK:为看门狗和实时时钟模块提供时钟,与 ACLK 一样,无论外部时钟 频率怎样,它的正常频率约为 16384Hz,其占空比为 25%。 本系统时钟源外围电路采用如图 4.6 所示的接法,外部振荡器的输出频率为

20MHz。

VCC(+5V)

OSCBYP

XTAL2 XTAL1

GND VCC GND OLT 标准晶振(20M)
图 4.6 DSP 时钟源模块外围电路

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(2)复位控制电路 复位控制电路如图4.7所示,图中 RS 信号接至TMS320LF240芯片的复位引脚 RS , 该引脚低电平有效。当芯片的电源高于3.3V时,稳压管WY1被击穿,有电流流过,此 时三极管Q1导通,反相器4049的3脚为低电平,2脚为高电平,系统正常运行。当芯片 电源出现故障低于3.3V时,稳压管WY1截止,无电流流过,三极管Q1截止,反相器
4049的3脚为高电平,2脚为低电平,系统被复位。

图 4.7 复位电路图

图 4.8 上电复位电路

(3)上电复位电路 如图 4.8 所示为系统的上电复位电路, PRS 信号接至 TMS320LF240 芯片的上电 复位引脚 PORESET ,低电平有效。当系统初上电时,电容上端电压为零,并维持数 个系统周期,此时芯片复位。随着电容充电完成,上电复位引脚拉高,系统正常工作。 (4)JTAG 仿真电路
JTAG仿真接口用来在线调试DSP硬件和软件, 其硬件连接如图4.9所示。 图中TMS, TDI, TDO等分别连接至TMS320LF240芯片的相应位置即可。

图4.9 JTAG仿真接口电路

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(5)采样电路

图 4.10 采样接口电路

图 4.11 模拟基准电压产生电路

TMS320LF240 芯片内部包含两个 10 位的 A/D 转换器,16 个模拟输入通道,共

提供 20 个同外部电路接口的引脚。引脚 AD0 ? AD15 为模拟输入引脚( AD0 ? AD7 属 于第一个 A/D 转换器, AD8 ? AD15 属于第二个 A/D 转换器), VrefHi 为 5V 的模拟基 准电压输入引脚,VrefLo 为 3.3V 的模拟基准电压输入引脚,VCCA 和 VSSA 为模拟电源输入 引脚。图 4.11 为控制系统采样电路的接口电路,采用较高的 5V 模拟基准电压,由精 密基准源芯片 AD585 产生(如图 4.12 所示),各通道的模拟输入信号已经过检测电 路处理为与 5V 电压匹配的信号。 AD0 、 AD1 、 AD8 、 AD9 用作数字 I/O 端口,分别 与分离脱口控制信号( FLYKKZ ) 、风机控制信号( FJKZ ) 、 DSP 故障复位信号 (DSPGZFW) 、蜂鸣器控制信号(FMKZ)相连。其余 AD 端口用作模拟输入通道, 分别用于输入充电电压(ADVC) 、充电电流(ADIC) 、母线电流(ADMXDL) 、母线 电压(ADMXDY) 、蓄电池电压(ADVE) 、放电电流(ADIF)和温度(ADWD) 。 (6)检测电路 检测电路主要有输入交流电流检测、 直流母线电压电流检测、 充电电压电流检测、 蓄电池端电压检测、蓄电池放电电流检测。检测交流电流是为了判断是否发生断相故 障,采用三个电流互感器对 A、B、C 相输入电流进行检测,转换比为 40A/20mA。直 流母线电压电流分别采用电压霍尔、电流霍尔检测,电压霍尔的型号为 CLSM-10mA

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(变比 2500mA\1000mA,变流电阻为 51k?),电流霍尔的型号为 LT108-S7(变比 为 2000:1)。为了达到快速调制及保护的目的,充电电压和蓄电池端电压采用精密 电阻分压的方式进行检测,充电电流及蓄电池放电电流分别采用 40A/75mV 、
100A/75mV 的分流计进行检测。

(7)控制保护电路
①交流断相、失电监测与保护

如图 4.12 以 C 相为例说明交流断相的判断电路,CX1、CX2 与交流互感器的输 出端相连,将输出交流进行整流得到直流电压信号,然后与断相基准电压 DXVF 进行 比较,当直流信号低于基准电压时,输出高电平的 C 相断相信号 CXDX。交流失电也 可以通过这种方式判断,与基准电压比较的直流电压信号可以通过三相整流再经过光 耦隔离变换得到,最后输出交流失电信号 ACSD。
DSP 器件的数据口 D1、D2、D3、D4 用于输入断相检测信号,将 AXDX、BXDX、 CXDX、ACSD 经过滤波后分别与 D1、D2、D3、D4 相连,通过 DSP 程序进行相关

故障保护和显示。

图 4.12 交流断相判断电路

② 直流过流监测与保护

过流故障有母线过流故障和充电过流故障,将检测并处理后的母线电流信号
MXDL 和充电电流信号 CDDL 分别与基准电压值比较,可以得到母线过流故障信号 MXGLGZ 和充电过流故障信号 CDGLGZ,将这两个信号与 DSP 的 I/O 口 PC1、PC2

相连, 通过 DSP 程序进行相关的故障保护和显示。 但是过流故障会给硬件带来巨大损 害,严重时甚至会烧毁器件,一般的软件保护无法迅速有效的切除故障,因此需要设 置独立于软件保护之外的硬件保护。 图 4.13 为过流保护的封锁电路, 当有故障保护信
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号 GZBH 为高时,与门将封锁 PWM 信号的输出,关断开关管,迅速降低电流。

图 4.13 故障保护封锁电路图

(8)UPS 系统状态监测电路

图 4.14 状态编码电路

数 据 总 线 D0 编 码 显 示 逆 变 器 和 自 动 放 电 控 制 箱 的 状 态 , 通 过 发 送 地 址 (A0A1A2A3)得到。图 4.14 所示为系统状态的编码显示电路,芯片 74LS150 为数据 选择芯片,D0、A0、A1、A2、A3 分别与 DSP 的相应位相连。D0 显示为 A0A1A2A3 对应的 Ex 的状态。如 A0A1A2A3 的输入为 0000,则 D0 显示 E0 ,即一号逆变器是否

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备机状态。每一组 A0A1A2A3 对应一个系统状态,通过不断查询 D0 的值,即可知道 系统所处的状态。

4.4 硬件电路的抗干扰设计
由于系统中含有功率开关器件,开关频率很高,整个系统的电磁噪声很大,硬件 电路的抗干扰措施就显得非常重要。本系统的硬件抗干扰措施有以下几项: (1)电源的抗干扰设计:
① 主电源与低压辅助电源相互隔离、 不共地。 在电网输入交流电处放置EMI抑制

滤波器,即由共态扼流圈L、电容C、电阻R组成的低通滤波器。它可以防止电网的串 模、共模干扰信号进入电源,而且还有效的防止系统本身产生的干扰进入电网,有利 于周围用电设备的工作;
② 数字部分的接地线构成环路,这样可以减小耗电多的集成电路在地线上引起

的电位差;
③ 功率输入输出的电源连接线采用绞线连接,这样能减小环路的电流产生的电

磁场辐射。 (2)接口的抗干扰设计:
① 在模拟部分与数字部分的接口采取必要的隔离措施,如光电隔离等,以防止

互相干扰;
② 在控制电路的数字部分,每一个集成电路都要配置一个0.1uF 的高频去藕电

容,以消去数字线路上尖峰电流所造成的影响,该去耦电容应尽量靠近所配的集成电 路;
③ 在测量电路中,要加上RC低通滤波器以消除由主电路感应过来的尖峰电压。

(3)电路板布局的注意事项
① 数字、模拟电路分开接地,分别与电源地线相连,同时尽量加大模拟电路的

接地面积;
② 接地线尽量加粗,使它能通过三倍于电路板上的允许电流; ③ 器件布局时,应把相互有关的器件尽量靠近,易产生噪声的器件、大电流电
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路等应尽量远离数字逻辑电路。

4.5 本章小结
本章介绍了如何以 DSP 芯片为核心构建整个控制系统, 首先给出了系统的控制框 图, 在此基础上设计各个部分的电路, 包括开关管的驱动电路、 控制芯片的复位电路、 采样接口电路、故障封锁电路以及状态编码电路,详细说明了控制功能和各种保护功 能的实现。最后还介绍了整个系统的硬件抗干扰设计。

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5
5.1 软件总体设计

蓄电池充电系统软件设计

DSP软件设计

本文采用的 DSP 芯片 TMS320LF240 支持两种语言编程,一种是 TMS320C2xx 专用汇编语言, 一种是 C 语言。 考虑到系统控制的实时性以及本系统用到了多次中断, 因此软件采用编写直观、目标代码生成率更高、更容易控制各中断流程的汇编语言编 写。 按照功能划分,DSP 软件部分可以划分为以下几大功能模块:
(1)主循环检测判断:检测 I/O 口和数据口的信息,根据系统的运行状态进行逻辑

判断,设置故障寄存器的相应位并显示运行状态信息;
(2)中断服务程序: 对电压电流信号进行采样、读取采样数据并滤波、运行充电控

变量存储器定义

通讯显示程序

充电控制程序

安时计算程序

中 断服 务程 序

封 锁 驱 动

主循环程序

初始化程序

图 5.1 DSP 程序架构图

制程序;
(3)充电控制:充电控制根据温度补偿的原则,设置不同的电压给蓄电池充电,采

用 PI 算法对输出电压进行控制,同时对电流进行限制;
(4)通讯功能:将采集到的电压电流值、故障类型、工作状态等按照通讯协议的格

式发送至系统控制终端。

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5.2 初始化程序
5.2.1 系统初始化

在该程序段进行系统的初始化,包括设置系统状态寄存器(SYSCR) 、系统控制 寄存器(SYSSR) 、PLL 模块和 WD 模块。设置 SYSCR 的相应位使系统不产生软件 复位,并将 CLKOUT 引脚功能设为数字 I/O 方式。系统的外部晶振频率为 20MHz, 设置 PLL 模块使 CPU 时钟为 20MHz,系统时钟为 10MHz。
5.2.2 I/O 口初始化

选择 TIPWM、T2PWM 输出方式,T1PWM 控制 buck 电路 IGBT 开关管的通断,
T2PWM 控制软上电电路中的晶闸管。设置相应的 I/O 口为一般/特殊功能方式,再根

据功能定义设置为输入/输出方式。
5.2.3 AD 模块初始化

设置 AD 转换控制寄存器的相应位,选择转换通道、工作方式和启动模式,并将 两个 AD 转换器的二级 FIFO 结果寄存器清零。
5.2.4 事件管理器模块初始化

事件管理器模块是面向应用优化的外设模块和高性能 DSP 内核的结合, 是实现电 机和电力电子装置数字控制的关键部件,也是 TMS320F240 芯片的最大特点。 事件管理器模块主要包括:3 个通用定时器、3 个全比较单元、3 个单比较单元, 共计可输出 12 路 PWM 信号; 4 个捕获引脚, 用于高速 I/O 管理; 正交编码脉冲单元, 可直接连接光电编码器。其 PWM 波形生产单元包含可编程死区控制,可输出非对称
PWM 波形、对称 PWM 波形或空间矢量 PWM 波形。 PWM 信号主要通过通用定时器和全/单比较单元产生。其中通用定时器是 PWM

信号产生的基础。 通用定时器可设置成 6 种工作模式: 停止/保持模式、 单增计数模式、 连续增计数模式、定向增/减计数模式、单增/减计数模式、连续增/减计数模式,通过 对计数模式的调整,既可在定时器输出引脚上单独输出 3 路 PWM 信号,也可以作为 比较单元的时基信号,通过相应的比较逻辑控制输出 PWM 信号。而全比较单元还带
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有死区控制逻辑,可以输出 6 路带死区的互补 PWM 信号,非常适合于电机驱动和电 力电子装置驱动脉冲的产生。事件管理器中定时器和比较单元的控制和计数寄存器都 有荫影,可以在程序进行中实时进行调整,为软件编程产生周期和脉宽可调的 PWM 信号提供了便利。 下面以连续增/减计数模式产生对称 PWM 波形为例介绍定时器的工作情况 (以全 比较单元 1 为例,假定计数器 T1CNT 的初始值为 0) 。 当开始计数之前,T1CNT 的值保持不变,输出为 0。开始计数后,T1CNT 开始 连续增加, 输出保持 0; 当 T1CNT 的值增到与 CMPR1 一样后, 输出跳变为 1; T1CNT 继续增加直到与 T1PR 相等,然后开始递减,输出保持为 1 不变;当 T1CNT 减到与
CMPR1 相等时,输出跳变为 0;T1CNT 继续递减至 0,输出保持为 0 不变;T1CNT

递减到 0 后再开始递增,开始下一个周期的循环。整个过程如图 5.2 所示。

图 5.2 连续增减计数模式

图 5.2 中,第三个周期 CMPR1 大于 T1PR,故输出保持为 0;第四个周期 CMPR1 为 0,故输出始终为 1。由此可见,全比较单元允许产生从 0%~100%占空比的 PWM 脉冲。另外改变 T1PR 可改变载波周期,如图中最后一个周期就由于减小了 T1PR 而 变小了。 另外,全比较单元的比较寄存器 CMPRx 和通用定时器 1 的周期寄存器 T1PR 都 带有阴影寄存器,这在计算并改变脉宽及周期时有很大的作用。以 CMPRx 为例,当 计算出新的比较值并将其写入 CMPRx 时,该值并不是直接写到工作寄存器内,而是 首先写入其阴影寄存器,然后再在 T1CON 指定的特定时刻将阴影寄存器的值载入到 工作寄存器中。T1 定时器控制寄存器指定的载入条件有四种:当 T1 计数值为 0 时,
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将阴影寄存器的值载入到工作寄存器中;当 T1 计数值为 0 或与 T1PR 相等时,将阴 影寄存器的值载入到工作寄存器中;立即将阴影寄存器的值载入到工作寄存器中;不 将阴影寄存器的值载入到工作寄存器中。这不仅减少了软件编程的工作量,也给使用 者提供了多种选择。 要得到全比较输出 PWM 脉冲,首先选择适当的定时器工作模式,然后可按以下 顺配置寄存器: (1)根据比较事件发生的时间设置 CMPRx。 (2)根据所需的输出极性和死区设置 ACTR、DBTCON。 (3)根据所需的 PWM(载波)周期设置 T1PR。 (4)如果需要,设置 T1CNT 的初始值。 (5)设置 T1CON 以确定计数模式、时钟源和刷新 CMPRx 的时刻并启动操作。 (6)根据需要设置比较控制寄存器 COMCON。 在事件管理器模块的初始化程序段里,根据系统控制的要求,允许通用定时器 1 的周期中断,设置 T1CON、T2CON 为连续增计数模式,设置 TxPR、CMPRx 确定计 数周期和比较值,将计数器 TxCNT 的值清零。

5.3 主循环程序
5.3.1 I/O 口检测

蓄电池充电有三种状态: 均充、 浮充和停充, 在任一时刻最多只有一种状态有效。 在控制面板上设有与三种充电状态对应的按钮,还设有应答和复位按钮,所有按钮信 号需锁存。在 I/O 口还有系统送过来的各种故障信号,在故障检测面板上设有硬件锁 存,这里不需要软件锁存。
5.3.2 数据口读取及判断

本文前一章详细说明了系统状态的编码查询方式,图 5.3 为数据口读取及判断的 流程图。软件配置了 16 位的状态寄存器 FLAG,每一位代表一个状态信息,通过检 测数据总线的 D0 位来判断相应位置位还是清零。

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D0=1 FLAG.0 置位 测试D0 的值 D0=0 FLAG.0 清零 D0=1 FLAG.1 置位 测试 D0 的值 D0=0 FLAG.1 清零

在端口 0000H读 取数据 总线的 内容

在端口 0001H 读 取数据 总线的 内容

······

图 5.3 数据口读取流程图

5.3.3 逻辑判断及故障保护

第二章的 UPS 系统介绍中提到了自动放电控制箱, 是为了维护和检测蓄电池性能 所设的,通常情况下不需要运行,当需要使用时,由人工进行切换。为了防止自动放 电控制箱误动作, 在其与蓄电池的接口之间带有分离脱扣, 当充电系统处于停充状态, 且三台逆变器均未运行时, 允许合上放电控制箱开关, 即将分离脱扣信号置为低电平。 当上述条件不满足时,不允许合上放电控制箱开关,将分离脱扣信号置为高电平。同 时为了防止人为长时间强行闭合放电控制箱开关,将分离脱扣信号设为高电平脉冲。 软件设置的故障保护有充电过压故障保护、蓄电池电压低限保护,当检测到有充 电过压故障时,立即跳转至封锁开关管驱动程序。蓄电池电压过低对自身性能的影响 非常大,当检测到蓄电池端电压值低于系统设定的电压低限值时,根据使用手册的要 求,要立即转为均充充电方式。

5.4 中断服务程序
中断服务程序是软件最重要的组成部分,在本次设计中,定义了通用定时器 1 的 周期中断(T1PINT) ,周期设置为 25?s,当中断得到相应后即进入中断服务程序的运 行,中断服务程序中最主要的是蓄电池充电控制程序。
5.4.1 充电控制程序描述
设置比较寄存器值 电压、限流环比较 均充转浮充判断 充电电压软启动 设置充电电压值

限流环控制

图 5.4 充电控制程序流程图

电压环控制
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充电控制程序保证以最合理的方式对蓄电池进行充电,本系统采用的蓄电池充电 方法在第三章已经详细讲述,采用带有温度补偿的恒压限流充电方法。对于刚上电的 系统,采用均充的方式,先检测蓄电池室的温度,根据温度补偿等式(5-1)设置充电 电压 Vj 。25℃时,蓄电池单体均充电压为 2.35V,温度补偿系数为-5mV/℃,蓄电池 组含有 108 块单体蓄电池,则温度为 T 时的均充电压为: Vj = 2.35 ×108 ? 0.005 ×108 × (T ? 25) = 253.8 ? 0.54 × (T ? 25) (5-1)

然后判断充电电流,若大于设置的限流值则减小开关真空比,采用恒流充电方式;若 小于设置的限流值,则进入电压闭环调节,采用恒压充电方式。在充电过程中监测充 电电流,当电流小于 0.006C 及 0.6A 开始计时,三小时保持 0.6A 不变则将均充方式 转变为浮充方式,充电电压为 V f ,温度补偿等式为: V f = 2.25 × 108 ? 0.035 × 108 × (T ? 25) = 243 ? 0.378 × (T ? 25) 充电控制的程序流程图如图 5.4 所示。
5.4.2 PWM 脉冲的产生

(5-2)

本章前面详细介绍了 TMS320LF240 芯片的事件管理器模块,通过该模块可以产 生多路 PWM 信号。系统的主电路中含有两个可控开关管 IGBT,互补导通,后一个 开关管比前一个开关管导通延迟半个周期,且占空比相同,因此只需要软件产生一路
PWM 信号,再通过分频移相的方式产生两路对称的 PWM 信号。 PWM 周期 T1PR 设置为 25?s, 比较寄存器 CMPR 的值根据闭环调节的结果设置,

将 T1CON 设为连续增计数模式,T1CNT 从零开始计数。当时定时器 1 开始计数并时 能比较单元后,将产生如图 5.5 所示的 PWM 波形。
T1PR
CMPR

PWM

图 5.5 PWM 波形的产生
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图 5.6 两路互补驱动波形产生电路

TIPWM 二分频 QDONE

QDTWO
图 5.7 两路互补驱动波形

图 5.6 所示为两路互补驱动波形的产生电路,该电路还带有硬件封锁功能,当
GZBH(故障保护)信号为高电平时,与门 4073 将被关闭,两路驱动波形(QDONE

和 QDTWO)都将是低电平。芯片 4020 为分频器,9 脚输出时钟 CLK 的二分频信号, 下降沿跳变,再经过逻辑处理后得到两路驱动波形,如图 5.7 所示,可以看出,每一 路驱动波形的占空比均不能超过 50%。
5.4.3 恒压限流充电的数字控制

(1)数字 PI 调节器[56] 模拟 PI 调节器的输入作用 e(t),控制作用 u(t),则 u(t)与 e(t)满足关系式:
u (t ) = K P [e(t ) + Tt ∫ e(t )dt ]
0 t

(5-3)

其中,KP 为比例系数,Tt 为积分时间常数。
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数字 PI 算法则是在模拟 PI 的基础上进行离散化后得到。当采样时间足够小的情 况下,上式可以离散化为:
u ( k ) = K p e( k ) + K I ∑ e( j )
j =0 k

(5-4)

其中 KP 为比例系数、KI 为积分系数。考虑到第 k-1 次采样时有
u (k ? 1) = K p e(k ? 1) + K I ∑ e( j )
j =0 k ?1

(5-5)

用式(5-4)减去式(5-5)就得到 u (k ) = u (k ? 1) + a1e(k ) ? a2 e(k ? 1)

(5-6)

其中 a1 = K p + K I , a2 = K p 。式(5-6)即为位置型 PI 算法的表达式,算法的流程图如 图 5.8 所示。

取给定值、反馈值形成偏差

作a1e(k)-a2e(k-1)+u(k-1)

取a1、e(k)做乘法

输出u(k)

取a2、e(k-1)做乘法 作a1e(k)-a2e(k-1)

数据传输,u(k) ~ u(k-1) 数据传输,e(k) ~ e(k-1)

图 5.8 位置式 PI 算法流程图

本文为了达到较好的控制效果,在基本数字 PI 算法的基础上,应用了一种变参 数的 PI 算法。具体的 PI 系数由以下规律来选取: ①KP 值大,系统响应快,调节精度高,但 KP 值过大时,则易造成系统超调量大, 甚至不稳定。因此在误差 e(k)趋于增大时需要适当减小 KP 值,以防止超 调;当误差 e(k)趋于减小时,要增大 KP 值,以提高系统响应速度。 ②KI 的作用主要是消除稳态误差,以提高系统的调节精度。KI 值大,误差消除能 力强,但在起动过程中易出现积分饱和及调节超调量增加的现象。为此,在误差大时
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要减小 KI 的值,以削弱积分饱和现象;进入稳态区域时,要适当增大 KI 的值。这样 既保证稳态时对积分的要求,又避免了积分饱和现象。 (2)恒压环设计 充电系统的恒压控制采用了变参数的位置式 PI 算法,以误差绝对值为判断基准, 将电压误差分为三个误差区,分别为 e(k ) < ξ1 、 ξ1 < e(k ) < ξ 2 、 e(k ) > ξ 2 。当误差较大 时,采用较小的 PI 参数,防止超调并削弱积分饱和现象;当误差较大时,采用较大 的 PI 参数,提高系统响应速度。在进行 PI 调解的程序编写时,还必须注意以下几个 问题: ①在启动与结束阶段,或大幅增减设定值时,短时间内系统输出有很大偏差,会 造成 PI 运算的积分积累,致使所得控制量超过执行机构所能承受的最大动作范围, 最终引起系统较大的超调,甚至引起系统的振荡。因此,可以给误差设定一个上限值

ξ max ,当 e(k ) > ξ max 时,令 e(k ) = ξ max ;
②由于系统实际误差不可能绝对为零,因此会在给定值附近抖动,引起振荡,必 须设定一个参考值 ξ min ,当误差小于该值时,即认为 PI 已经达到预期的控制效果; ③PI 调节器输出必须限幅,否则 PI 输出超过了执行机构所能忍受的最大值,将 造成不可收拾的后果。 综合以上各种因素,设计该部分的程序流程图如图 5.9 所示。 (3)限流环设计 限流环也采用 PI 调节器,当电流很小时,限流环失去控制作用,因此不需要采 用变参数的 PI 调节,用基本的调节方式即可,程序流程图如图 5.10 所示。 (4)恒压环与限流环的比较 两个分离的闭环控制最后会输出两个控制,但是只有一个能起到调节作用,如第 三章所分析,当刚开始充电时,电流较大,限流环起作用,将充电电流限制在一个设 定值,防止因电流过大造成的蓄电池发热严重,这一阶段为恒流充电,之后充电电压 会上升,充电电流有下降趋势,当电流最终小于限定值时,限流环失去调节作用,系 统转为恒压充电。

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入口

本次采样输入Uc(k)

计算偏差值e(k)=Uref-Uc(k)

Y e(k)=e(k)

│e(k)│≤ζmax?

N N │e(k)│=ζmax

Y Y │e(k)│≤ζmin? N

│e(k)│≤ζ1? N │e(k)│≤ζ2? N

Y

u(k)=0

PI-Large

PI-Small

PI-Middle

限幅 输出umax

N

│u(k)│≤│umax│?

Y 输出u(k)

返回
图 5.9 电压环 PI 调节器程序流程图

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入口

本次采样输入Ic(k)

计算偏差值e(k)=Iref-Ic(k)

Y e(k)=e(k)

│e(k) │≤ζmax?

N N │e(k)│=ζmax

Y

│e(k)│≤ζmin? N

i(k)=0

PI

限幅 输出imax

N

│i(k)│≤│umax│?

Y 输出i(k)

返回

图 5.10 限流环 PI 调节器流程图

5.5 本章总结
本章在前面设计控制系统硬件电路的基础上介绍了配套软件的编写,本系统的软 件采用分块化的方式编写,包括变量定义程序、初始化程序、主循环程序和中断服务 程序,其中主循环程序和中断服务程序是实现系统功能最主要的部分。主循环程序负 责 I/O 口的检测、数据读取及故障判断保护。中断服务程序完成蓄电池的充电控制, 采用 PI 算法输出控制量, 再通过事件管理器模块产生开关管的 PWM 驱动波形, 以此 来实现恒压限流充电控制。

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实验结果与分析

本文前面章节针对 UPS 电池充电装置做了较为全面的理论和仿真分析, 并根据系 统特点确定了控制策略及控制器参数。为了验证参数的正确性,作者搭建了蓄电池自 动充电装置的实验平台,实验参数如下: 三相交流输入:380V 整流模块:6RI75G-160 开关管型号:IGBT BSM150GB120DN2 开关频率: 20kHz
buck 电路滤波电容: 3300? F buck 电路滤波电容: 3.5mH

在实验中,为快速验证系统的性能,以电阻代替蓄电池,恒压阶段 R = 55? ,限 流阶段 R = 10? 。

6.1 恒压充电实验结果与分析
将输出负载电阻箱设定为 R = 55? ,15℃是参照温度补偿等式(5-1)计算得充电 电压设定之为 248.4V。图 6.1 为开关管两端电压,可以看出开关频率为 20kHz,占空 比约为 45%,输入电压值约为 500V。图 6.2 为电压纹波波形,纹波频率为 50kHz,是 开关频率的两倍。

横轴: 25? s /格

纵轴:200V/格

横轴: 25? s /格

纵轴:50mV/格

图 6.1 开关管两端波形
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图 6.2 稳态输出电压

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图 6.3 为电压稳态波形,幅值约为 250V,满足电压变换规律。图 6.4 为电压上升 波形,由于采用了软启动,电压缓慢上升,上升时间约为 12s。

横轴: 10ms /格

纵轴:100V/格

横轴: 2.5s /格

纵轴:100V/格

图 6.3 电压稳态波形

图 6.4 电压上升波形

6.2 恒压限流实验结果与分析
图 6.5 为恒压限流控制的输出电压波形,当负载电阻较大时,电流较小,系统工 作在恒压阶段,当减小电阻负载,电流增大到超过限流值时,开始进入限流(恒流) 阶段,最后又增大负载电阻,电流变小,重新回到恒流阶段。

横轴: 10ms /格

纵轴:50V/格

图 6.5 恒压限流波形

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6.3 本章总结
对实验装置进行了多项实验,结果证明该设备能够实现蓄电池的恒压限流充电, 与前面的理论分析相符。

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全文总结

随着电子技术的飞速发展,蓄电池已经日益广泛地运用在交通运输、电力、通信 等部门的设备中, 它已经成为最重要的关键系统部件之一。 蓄电池是 UPS 系统的总要 组成部分,因为有了蓄电池的存储功能,系统才能实现它的不间断供电功能,因此蓄 电池的安全可靠运行直接关系到整套设备的可靠运行。 本文针对 UPS 中的蓄电池管理 问题做了详细的分析和研究,具体内容如下: (1)首先介绍 UPS 系统的组成,便于选择与系统适配的主电路。详细分析了两 种电力电子拓扑结构——12 脉波整流电路和双重 buck 降压电路的工作原理及其优缺 点,并通过 PSPICE 仿真验证了分析; (2)参考本系统选用的阀控式密封铅酸蓄电池产品手册,列出蓄电池使用中的 注意事项,包括使用环境、充电电压、充电电流、电压低限、均浮充的转换等。在综 合考虑以上因数的基础上,选择了带有温度补偿的恒压限流充电方式。接下来建立了 双重 buck 降压电路的控制模型,选择 PI 调节方式,并设计了一种基于 TL494 芯片的 模拟控制方法; (3)设计了主电路硬件电路的参数和基于 TMS320LF240 芯片控制的控制带电 路。主电路硬件的设计包括开关频率的选择、开关管的选择及其驱动电路设计、部分 滤波参数的计算和隔离变压器的设计;设计控制芯片的外围电路,包括复位电路、外 接晶振、I/O 口、信号检测及采样、故障保护等; (4)采用 TMS320C2xx 专用汇编语言编写控制软件,运用模块化的程序设计方 法,实现了快速的数据采集、事件管理、PI 控制算法、故障保护和输出控制,从而实 现蓄电池的恒压限流充电过程; (5)搭建实验台架,做了多项实验,得到良好的效果。 所创建的系统基本上实现了蓄电池的充电功能,但还有很多后续工作需要完成: (1)开关频率高,开关损耗比较大,可以在主电路采用软开关技术,加上缓冲 器; (2)蓄电池的在线监测功能需进一步完善。

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在硕士毕业论文即将完成之际,回想两年的研究生学习和生活,有很多人和事值 得铭记于心。在此,要感谢所有关心、支持和帮助过作者的人。 首先要感谢两位导师林桦教授和徐至新教授,两位导师理论知识渊博、实践经验 丰富、治学态度严谨、工作中十分忘我、为人和蔼又十分平易近人。林老师对作者的 成长十分关心,进行了悉心的指导。徐老师在学习上给予了作者很大支持,项目和论 文也进行了悉心的指导。在此,谨向两位导师表示衷心的感谢和诚挚的祝愿,愿他们 身体健康、工作顺心、万事如意。另外本实验室的钟和清老师、朝泽云老师、林磊老 师和邓禹老师也在学习和工作中对作者给予了很多指导,在生活上也十分关心作者, 在此一并表示真诚的谢意。 一直以来,教研室的其他老师们也给予了作者很多帮助,在此表示衷心的感谢, 他们是:陈坚教授、邹云屏教授、康勇教授、段善旭教授、杨荫福教授、李晓帆教授、 熊蕊教授、张凯教授、彭力副教授、戴珂副教授、熊健副教授、杨莉莎老师、邹涛敏 老师、吴燕红老师、邹旭东老师、赵华明老师、陈有谋老师等。 在作者毕业设计实验过程中裴乐等几位同窗对作者帮助很大,他们和作者多次一 起探讨和解决问题,实验的顺利完成与他们的帮助是密不可分的。另外何皓、胡旭、 何方波、李勍楠、曹震等几位都在作者的生活学习中给予了莫大的帮助,再加上应电 系其他 06 级硕士,大家同窗 2 年一直相处融洽,结成的友谊值得永远珍藏! 作者两年研究生求学过程中,得到了本实验室丁干、王琦、李献、田卿、李杰、 陈腾飞、张小龙等师兄弟的关心、支持和帮助,在共同学习工作中营造了良好的氛围 和环境,还有教研室其他关心和帮助过作者的师兄弟们,在此一并表示真诚的感谢。 最后要感谢父母这么多年来给予的无私的爱,从物质上和精神上都默默支持着作 者,愿父母寿比南山,健康如意。 谨以此文献给所有在作者成长道路上曾给予关怀和帮助的亲人和朋友们,祝大家 事业有成、身体健康、一生平安! 邓春花
2008 年 5 月 20 日

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参考文献
[1] 张立,赵永健.现代电力电子技术,北京:科学出版社,1992 [2] 郭长林,刘军军.UPS 的技术要求与发展趋势.电源技术应用,2000,3(4):133~135 [3] 李成章.现代 UPS 电源及电路图集.北京:电子工业出版社,2001 [4] Rathmann S., Warner H.A.. New generation UPS technology, the delta conversion principle. Industry Applications Conference, 1996. Thirty-First IAS Annual Meeting, IAS '96., Conference Record of the 1996 IEEE , 1996,4: 2389~2395 [5] 李逸洋.DP300E 系列 UPS 的性能特点. 中国电源学会编辑工作委员会.全国电源

技术年会论文集.2001:269~275
[6] 刘希禹.Delta 变换 UPS. 中国电源学会编辑工作委员会.全国电源技术年会论文集. 2001:243~247 [7] 沈国桥,林渭勋.适于非线性负载条件的 UPS 逆变系统动态设计.电气自动化.1994, 6:13~16 [8] Yong Kang, Qin Zhang, Jian Chen. Analyses and implementation of a UPS inverter with instantaneous feedback control and harmonic injection. Power Electronics Specialists Conference, PESC '94 Record., 25th Annual IEEE , 1994: 1462~1465 [9] Wen-Inne Tsai, York-Yih Sun. Design and implementation of three phase HIPWM inverters with instantaneous and average feedback. Industrial Electronics, Control and Instrumentation, 1993. Proceedings of the IECON '93., International Conference on, 1993: 800~805 [10] Maussion, P., Grandpierre, M., Faucher, J., Hapiot, J.C.. Instantaneous feedback control of a single-phase PWM inverter with nonlinear loads by sine wave tracking. Industrial Electronics Society, 1989. IECON '89., 15th Annual Conference of IEEE , 1989: 130~135 [11] Wu Hongying, Lin Dong, Zhang Dehua et al. Current-mode control technique with

69

华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文
instantaneous inductor-current feedback for UPS inverters. IEEE-APEC'99, Mar 14-Mar 18,1999,2: 951~957 [12] Choi Jae-Ho, Kim Byoung-Jin. Improved digital control scheme of three phase UPS inverter using double control strategy. IEEE-APEC’97,1997, 2:820~824 [13] Jung Shih-Liang, Huang Hsiang-Sung, Chang Meng-Yueh et al. Digital multiple-loop control technique for the PWM inverters used in uninterruptible power supplies. Proceedings of the National Science Council, Taiwan, Part A: Physical Science and Engineering, 1997,21(5):485~492 [14] M. J. Ryan, R. D. Lorenz. A high performance sine wave inverter controller with capacitor current feedback and ‘back-EMF’ decoupling, IEEE-PESC’95: 507~513 [15] Jung Shih-Liang, Chang Meng-Yueh, Jyang Jin-Yi et al. “Design and implementation of an FPGA-based control IC for the single-phase PWM inverter used in an UPS”, IEEE-PEDS’97, Part 1 (of 2):344~349 [16] Dong-Choon Lee, Dong-Hee Kim, Dae-Woong Chung.Control of PWM current source converter and inverter system for high performance induction motor drives Industrial Electronics, Control, and Instrumentation, 1996., Proceedings of the 1996 IEEE IECON 22nd International Conference on , 1996,2: 1100~1105 [17] Gueldner H., Wolf H., Blacha N. Single phase UPS inverter with variable output voltage and digital state feedback control Industrial Electronics, 2001. Proceedings. ISIE 2001. IEEE International Symposium on , 2001,2: 1089~1094 [18] S. L. Jung, L. H. Ho, H. C. Yeh et al. DSP-based digital control of a PWM inverter for sine wave tracking by optimal state feedback technique. Power Electronics Specialists Conference, PESC '94 Record., 25th Annual IEEE , 1994: 546 ~551 [19] Ryan M.J., Brumsickle W.E., Lorenz R.D.. Control topology options for single-phase UPS inverters. Power Electronics, Drives and Energy Systems for Industrial Growth, 1996., Proceedings of the 1996 International Conference on , 1995,1: 553~558 [20] 谢力华 , 苏 彦 民 . 正弦波逆变电源的数字控制技术 . 电力电子技术 , 2001 , 35

70

华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文
(6):52~55
[21] 郭卫农,段善旭.电压型逆变器的无差拍控制技术.研究华中理工大学学报, 2000, 28(6): 30~33 [22] Kawamura A., Chuarayaratip. R., Haneyoshi T.. Deadbeat control of PWM inverter with modified pulse patterns for uninterruptible power supply. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1988,35(2):295~300 [23] Kukrer, H. Komurcugil. Deadbeat control method for single-phase UPS inverters with compensation of computation delay. IEE Proceedings: Electric Power Applications, 1999,146(1): 123 ~128 [24] Zhang Kai, Kang Yong, Xiong Jian et al. Study on an inverter with pole assignment and repetitive control for UPS applications. Power Electronics and Motion Control Conference, 2000. Proceedings. PIEMC 2000. The Third International , 2000,2: 650~653 [25] Rech C., Grundling H.A., Pinheiro J.R.. Comparison of discrete control techniques for UPS applications. Industry Applications Conference, 2000. Conference Record of the 2000 IEEE , 2000,4:2531~2537 [26] Ying-Yu Tzou, Rong-Shyang Ou, Shih-Liang Jung et al. High-performance programmable AC power source with low harmonic distortion using DSP-based repetitive control technique. IEEE Transactions on Power Electronics, 1997,12(4): 715 ~725 [27] Ying-Yu Tzou, Shih-Liang Jung, Hsin-Chung Yeh. Adaptive repetitive control of PWM inverters for very low THD AC-voltage regulation with unknown loads.IEEE Transactions on Power Electronics, 1999,14(5): 973~981 [28] Osterholtz H. Simple fuzzy control of a PWM inverter for a UPS system Telecommunications Energy Conference, 1995. INTELEC '95., 17th International , 1995: 565~570 [29] Hosseini, S.H., Haque, M.T., Khanmohammadi, S. Neural network based programmed

71

华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文
pulse width modulation usable on voltage source inverters (VSIs)Electronics, Circuits and Systems, 2000. ICECS 2000. The 7th IEEE International Conference on , 2000,2: 725~728 [30] 高军.UPS 逆变器数字化控制技术的研究,西安交通大学博士论文,2002 年 [31] 裴雪军.全数字化控制 UPS 的研究,华中科技大学硕士论文,2001 年

段善旭, 康勇, 陈坚.全数字化控制 UPS 切换策略的研究.电气传动, 2003, [32] 裴雪军, (3) :62~64
[33] Jia-You Lee, Yu-Ming Chang, Fang-Yu Liu. A new UPS topology employing a PFC boost rectifier cascaded high-frequency tri-port converter. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1999,46(4): 803~813 [34] 舒为亮.并联型数字化不间断电源系统研究,华中科技大学硕士论文,2005 年 [35] D Gali. Control and monitoring of Uninterruptible power system [J]. International Telecommunication Energy Conference,1989. INTELEC’89 Conference Proceedings, 1989,1:731~734 [36] 钱希森.小型 UPS 应用及蓄电池.北京:科学出版社, 2000 [37] 傅东辉,吴晓平.UPS 电池节能管理新技术-ABM.应用能源技术,2000,3:40~42 [38] 罗光毅.蓄电池智能管理系统,浙江大学硕士学位论文,2003 [39] 周震宇,张军明,钱照明.基于 PIC 单片机的数字式智能铅酸电池充电器的设计.

电源技术应用,2006,9(6) :18~21
[40] 陈鹏.带辅助电路的 12 脉波整流电路的研究,华中科技大学硕士论文,2006 年 [41] 陈坚.电力电子学.北京:高等教育出版社,2002 [42] Garche J., Jossen A.. Battery management systems (BMS) for increasing battery life time. Telecommunications Energy Special, 2000. TELESCON. The Third International Conference on, 2000: 81~88 [43] 李建飞,徐至新,钟和清.具有恒压限流和恒流限压功能的 DC-DC 变换器.电力电

子技术,1999, (1) :42~44
[44] 马新敏,郭泽俊,曹红兵等.15kW 具有恒压限流功能的 YAG 脉冲激光电源.激光

72

华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文
技术,2003,27(5) :466~469 :74~ [45] 房泽平.应用于小型风力发电系统的 Buck 电路.可再生能源,2008,26(1)
78 [46] 衣丽葵,赵军.Buck 型直流变换器的自适应动态面控制研究.石油化工高等学校学

报,2007,20(3) :57~59
[47] 丁干.基于极点配置法的 PWM 逆变器控制技术研究,华中科技大学硕士论文, 2007 年 [48] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计北京.电子工业出版社,1999 :7~19

:49-53 [49] 申翔.IGBT 集成驱动模块的研究.电源技术研究,2006,9(7)
[50] 潘江洪,苏建徽,杜雪芳.IGBT 高压大功率驱动和保护电路的应用研究.电源

技术研究,2005,8(11) :51-58 (7) :28-31 [51] 王淑红,高永生.IGBT 智能化驱动板 SCALE.国外电子元器,2004,
[52] 单广伟,沈锦飞,颜文旭,惠晶.2SD315A 集成驱动器的驱动与保护性能.江

南大学学报(自然科学版),2006,5(3) :317-321
[53] 陈建峰,陶生桂,康劲松.高压 IGBT 的驱动器应用研究.同济大学学报,2001, 29(2) :214-218 [54] 江思敏.TMS320LF240xDSP 硬件开发教程,北京:机械工业出版社,2003 [55] 刘和平,严利平,张学峰.TMS32OLF24OxDSP 结构、原理及应用,北京:北京

航空航天大学出版社,2002
[56] 柯朝雄,王宁,李云钢. 数控器实现 Buck 变换器软启动和恒压限流输出.电力电

子技术,2007,41(12) :106~108

73

UPS系统中蓄电池充电的研究
作者: 学位授予单位: 邓春花 华中科技大学

相似文献(2条) 1.期刊论文 汪舒生.李良光.WANG Shu-sheng.LI Liang-guang 带耦合电感的双向DC/DC变换器电路分析 -电力电子技术2008,42(4)
利用双向DC/DC变换器电路,实现了不间断电源(UPS)蓄电池充放电系统中能量的双向流动及直流总线电压的稳定,从而提高了系统效率;通过添加耦合电感,使DC/DC变换器具有高 升降压比,从而减少了铅酸蓄电池的单体个数,降低了UPS系统的总成本.在此,分析了一种带耦合电感的双向DC/DC变换器电路;详细分析了变换器的工作原理和主电路参数设计,通过仿 真与实验验证了该方案的可行性.

2.期刊论文 甘新煌.王新 提高中型UPS系统可靠性途径的分析 -石油化工自动化2006,""(4)
分析了UPS故障的来源,在整理和总结目前阀控式密封铅酸蓄电池检测方法的基础上,对实际使用中已经出现的和可能出现的问题进行了分析,并根据国家标准和通信系统的行业标 准,提出了一些改进措施,能有效地提高UPS的可靠性.

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