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Chapter 9 振幅调制与解调_图文

Chapter 9 振幅调制与解调
§9.1 §9.2 §9.3 §9.4 频谱搬移电路的特性 振幅调制原理 振幅调制方法与电路 振幅解调(检波)原理与电路

§9.1 频谱搬移电路的特性
非线性电路具有频率变换的功能,即通过非线性器件 相乘的作用产生与输入信号波形的频谱不同的信号。 当频率变换前后,信号的频谱结构不变,只是将信号 频谱无失真在频率轴上搬移,则称之为线性频率变换,具 有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。如下图所示
f f0 主振 非线性 器 件 带通 f0, 2Fmax

中放来

非线性 器 件

到功放 低通 Fmax

调制信号

f f1
f 0 fmax f f0 2f0 f0 f

0

f Fmax f1 2f1

0

f Fmax

(a) 调幅原理

(b) 检波原理

f f0 本振 非线性 器 件 带通 到中放

fi, 2Fmax fi=fO-fS

高放 … fS f fi f fi f

1) 它们的实现框图几乎 是相同的,都是利用非线 性器件对输入信号频谱实 行变换以产生新的有用频 率成分后,滤除无用频率 分量。 3) 频谱的横向平移从时域 角度看相当于输入信号与一 个参考正弦信号相乘,而平 移的距离由此参考信号的频 率决定,它们可以用乘法电 路实现。

(c) 混频原理

2) 从频谱结构看,上述频率 变换电路都只是对输入信号 频谱实行横向搬移而不改变 原来的谱结构,因而都属于 所谓的线性频率变换。

§9.2 振幅调制原理
一、概述
调制是将要传送的信息装载到某一高频振荡(载频)信号 上去的过程。
按照所采用的载波波形区分,调制可分为连续波(正弦 波)调制和脉冲调制。

连续波调制以单频正弦波为载波,可用数学式表示, 受控参数可以是载波的幅度A,频率?或相位?。因而有调幅 (AM)、调频(FM)和调相(PM)三种方式。

脉冲调制以矩形脉冲为载波,受控参数可以是脉冲高 度、脉冲重复频率、脉冲宽度或脉冲位置。相应地,就有 脉冲调幅(PAM,包括脉冲编码调制PCM),脉冲调频 (PFM),脉冲调宽(PWM)和脉冲调位(PPM)。
本课程只研究各种正弦调制方法性能和电路。

二、调幅波的性质
1. 调幅波的数学表达式 通常调制要传送的信号波形是比较复杂的,但无论多么 复杂的信号都可用傅氏级数分解为若干正弦信号之和。为了 分析方便起见,我们一般把调制信号看成一简谐信号。 设 简谐调制信号 v? ( t ) ? V? cos ?t

载波信号
则 调幅信号为

v 0 ( t ) ? V0 cos ?o t
V( t ) ? Vo ? Kd V? cos ?t K d V? ? Vo (1 ? cos ?t ) Vo ? Vo (1 ? ma cos ?t )

称为调幅指数即调幅度,是调幅波的主要参数之 一,它表示载波电压振幅受调制信号控制后改变的程度。一 般0<ma≤1。
Vo

ma ?

K d V?

2. 普通调幅波的波形图 当载波频率 ?o ??调制信号频率?,0<ma≤1,则可画出 和已调幅波形分别如下图所示。从图中可看出调幅波是一个 载波振幅按照调制信号的大小线性变化的高频振荡,其振荡 频率保持载波频率不变。
v?

(a) 调制信号
vo Vmax t

o t

由非正弦波调制所得到的调幅波形
1 ma ? 2 ( Vmax ? Vmin ) Vo ? Vmax ? Vo Vo ? Vo ? Vmin Vo

(b) 已 调 波 形

v(t)

o t

过调制波形图

当时ma =1时,调幅达到最大值,称为百分之百调幅。 若ma >1,AM信号波形某一段时间振幅为将为零,称为过调 制。

调制度的变化在时域上的表现

调制度的变化在频谱上的表现

3. 调幅信号的频谱及带宽 将调幅波的数学表达式展开,可得到
v ( t ) ? Vo (1 ? ma cos ?t ) cos ?o t 1 1 ? Vo cos ?o t ? ma Vo cos( ?o ? ?) t ? ma Vo cos( ?o ? ?) t 2 2

由图看出调幅过程实际上是 一种频谱搬移过程,即将调 制信号的频谱搬移到载波附 近,成为对称排列在载波频 率两侧的上、下边频,幅度 均等于 1 m V
2
a o

?max

?0–?max

?0

?0+?max

?

非正弦波调幅信号的频谱图

对于单音信号调制已调幅波,从频谱图上可知其占据 的频带宽度B=2?或B=2F (?=2?F),对于多音频的调制信 号,若其频率范围是,则已调信号的频带宽度等于调制信 号最高频率的两倍。 调制信号频率变化对输出波形的影响

4. 普通调幅波的功率关系 将v
(t)

? Vo (1 ? ma cos ?t ) cos ?o t作用在负载电阻R上
PoT ? 1 Vo
2

载波功率

2 R

每个边频功率(上边频或下边频)
PSB1 ? PSB 2 ?1 2? ? ma Vo ? 1 ?2 2 ? 1 ? ? ma PoT 2 R 4

在调幅信号一周期内,AM信号的平均输出功率是
PAM ? PoT ? PDSB ? (1 ? 1 2 ma ) PoT
2

因为ma≤1,所以边频功率之和最多占总输出功率的1/3。 调幅波中至少有2/3的功率不含信息,从有效地利用发射 机功率来看,普通调幅波是很不经济的。

三、抑制载波的双边带调幅波与单边带调幅波
1. 抑制载波的双边带调幅波 为了克服普通调幅波效率低的缺点,提高设备的功率利 用率,可以不发送载波,而只发送边带信号。 这就是抑制载波的双边带调幅波(DSB AM) 其数学表达式为
VDSB ( t ) ? 1 2 ma Vo cos( ?o ? ?) t ? 1 2 ma Vo cos( ?o ? ?) t

VDSB ( t ) ? Vo cos ?t cos ?o t

其所占据的频带宽度仍为调制信号频谱中最高频率的两 倍,即 BDSB ? 2Fmax

2. 单边带调幅波 上边频与下边频的频谱分量对称含有相同的信息。也 可以只发送单个边带信号,称之为单边带通信(SSB)。 其表达式为: 或
V( t ) ? V( t ) ? 1 2 1 2 ma Vo cos( ?o ? ?) t ma Vo cos( ?o ? ?) t

其频带宽度为:

BSSB ? Fmax

表9-1 三种振幅调制信号
电压 表达式 普通调幅波
V0 (1 ? ma cos ?t ) cos ?0 t

载波被抑制双边带调幅波
ma V0 cos ?t cos ?0 t

单边带信号
V0 cos( ?0 ? ?) t 2 m (或 a V0 cos( ?0 ? ?) t ) 2 ma

波形图

1

频谱图
?0-? ?0+? ?0-?

2

m a V0 m

1 2

m a V0 m

?0+?

?0-?

?0+?

信号 带宽

2(

? 2?

)

2(

? 2?

)

2(

? 2?

)

3. 残留边带调幅 残留边带调幅(记为VSB AM)它在发射端发送一个完整 的边带信号、载波信号和另一个部分被抑制的边带信号。 这样它既保留了单边带调幅节省频带的优点,且具有滤 波器易于实现、解调电路简单的特点。 在广播电视系统中图象信号就是采用残留边带调幅。
0.75MHz 6MHz 50% fc 6.25MHz 1.25MHz 6.25MHz 0.75MHz

f 中频
0.75MHz

f

(a) 广播电视台系统发端滤波器特性

(b) 电视接收系统中频滤波器特性

§9.3 振幅调制方法与电路
一、概述
调幅波的共同之处都是在调幅前后产生了新的频率分 量,也就是说都需要用非线性器件来完成频率变换。 原理框图如下:
v?(t)

带 通
V0(t)

v AM(t) ?o

v?(t)

vDSB(t)

v?(t)

v DSB(t) 带通 ?0+?

v SSB(t)

vo(t)

v o(t)

或?0–?

(a) 普通调幅波实现框图

(b) 抑制载波的双边带调幅波

(c) 单边带调幅波实现框图

按调制电路输出功率的高低可分为:
高电平调幅电路 一般置于发射机的最后一级,是在功率电平较高的 情况下进行调制。 低电平调幅电路 一般置于发射机的前级,再由线性功率放大器放大 已调幅信号,得到所要求功率的调幅波。

二、低电平调幅电路
+ – v? i + – vo

+

vD



1. 简单的二极管调幅电路 调制信号和载波信号相加后, 通过二极管非线性特性的变换,在 二极管调幅电路 电流i中产生了各种组合频率分量, 将谐振回路调谐于,便能取出和的成分,这便是普通调幅波。
+ L C vo R –

(1) 平方律调幅-二极管信号较小时的工作状态
i ? a0 ? a1v D ? a 2v D ? a3v D ? ?
2 3

v D ? v 0 ? v ? ? V0 cos ?0 t ? V? cos ?c t

当vD很小时,级数可只取前四项

经分类整理可知:0 ? ? 是我们所需要的上、 ? 下边频。这对边频是由平方项产生的,故称为平 方律调幅。其中最为有害的分量是?0 ? 2? 项。
由于二极管不容易得到较理想的平方特性, 因而调制效率低,无用成分多,目前较少采用平方 律调幅器。

(2) 开关式调幅 在大信号情况应运时,依靠二极管的导通和截止来实 现频率变换,这时二极管就相当于一个开关。 满足V0 ?? V? 的条件时, 二极管的通、断由载波电 压决定。 输出调幅波有用电流分量
i?0 ? ? ? 4
D1 + v2 – + v2 – + v2 – + i1 iL1.2 + R D2 v1 v1 (a)
vi

iL3.4 + v2 – + v2 – D3 D4 i3 i1 RL

v2 –

i2 –

+

v1 v1 (b)
vi



?

g DV? ?cos(?0 ? ?)t ? cos(?0 ? ?)t ? 由两个二极管组成的平衡开关调幅器
vo

t

平衡调制器输出的电压波形

普通调幅波的高频振荡是连续的,可是双 边带调幅波在调制信号极性变化时,它的高频 振荡的相位要发生180?的突变,这是因为双边 带波是由v0和v?相乘而产生的。

2. 环形调制器
在平衡调制器的基础上,再增加两个二极管,使电路中 4个二极管首尾相接构成环形,这就是环形调制器。 从其正负半周期的原理图 可知环形调制器输出电流的有 用分量
D1 Tr1 + v? v? v? D2 – Tr2 D4 RL D3 2?1:1 iL

v?

– +

i?0 ?? =

4 ?

– 2?1:1

gDV?[cos(?0??)t+cos(?0–?)t]

+ v0

v0

振幅比平衡调制器提高了一倍,并 抑制了低频?分量,因而获得了广泛应 用。

环行调制器原理图

D1 Tr1 +v v? D2 v0 (a) i1
?

Tr2

Tr1

D4

Tr2 i3 iL1

iLK

– + – 2?1:1

i2

iL1

RL

– + – 2?1:1

+v v?

?

RL

D3

i4

2?1:1 –

2?1:1 + v0 (b) –

+

环型调制器等效电路

3. 模拟相乘器调幅电路(自学)

4. 产生单边带信号的方法 (1) 滤波法 DSB信号经过带通 滤波器后,滤除了 下边带,就得到了 SSB信号。由于 ?0>>?max,上、 下边带之间的距离 很近,要想通过一 个边带而滤除另一 个边带,就对滤波 器提出了严格的要 求。
v? v DSB ?o?? 带通滤波器 vSSB ?o+? (或)?0–? v0 单边带 输 出

?0–?max

?0

?0+?max

?0+?max ?

?0

?0–?max ?

滤波器法实现单边带调制
f2?(f1+F) BM2 f2 OSC2 ?2 f2+f1+F BM3 f3 OSC3 f2?(f2+f1+F) ?3 强放 f0+F f1 OSC1 f1+f2+f3+F=f0+F

音频 F BM1

f1?F

?1

f1+F

实际滤波器法单边带发射机方框图

问题
为什么实际中使用的单边带滤波器不是在高 频段直接进行滤波,而是先在低频进行滤波,然 后进行频率搬移?

(2) 相移法 相移法是利用移相的方法,消去不需要的边带。如图所示 图中两个平衡调幅 器的调制信号电压和载 波电压都是互相移相 90°。
v1 ? V sin ?t sin ω0t ? 1
调制信号 V0sin?t 平 衡 V1=Vsin?tsin?0t 调幅器 A V0sin?0t 载 波

振荡器 调制信号 90? 移相网络 载波 90? 移相网络 V0cos?0t 平 衡 v 2=Vcos?tsin?0t 合 并 网 络 v3 单边带 输 出

2

V[cos(ω ?Ω )t? cos(ω ?Ω )t] 0 0

调幅器 B

相移法单边带调制器方框图

v 2 ? V cos Ωt cos ω0t ? 1 2 V [cos( ω0 ? ?)t ? cos(?0 ? ?)t ]

因此,输出电压为
v 3 ? K(v1 ? v 2 ) ? KV cos( ?0 ? ?) t

这种方法原则上能把相距很近的两个边频 带分开,而不需要多次重复调制和复杂的滤波 器。 但这种方法要求调制信号的移相网络和载 波的移相网络在整个频带范围内,都要准确地 移相90°。这一点在实际上是很难做到的。

(3) 修正的移相滤波法
这种方法所用 的90°移相网络工 作于固定频率,因 V音频输入 (t)=sin?t 而克服了实际的移 频网络在很宽的音 频范围内不能准确 地移相90°的缺点。
?

v1=sin?t sin?1t BM1 v1=v?v?

v2=cos(?1–?)t 低通 滤波器

v3=v?? v3=sin?2t cos(?1-?)t BM3 v0=sin?2t 载波 振荡器 合并 网络 v3?v4 SSB 输出

v=sin?1t 音频 振荡器 BM-平衡调幅器 90?移相 网络 v?=cos?1t v2= vΩv ? BM2 v2=sin?t cos?1t 低通 滤波器 v4=cos(?1–?)t

90?移相 网络 v0?=cos?1t BM4

v4=v0??v3=sin?2t sin(?1–?)t

修正的移相滤波法

这种方法所需要的移相网络工作于固定频率?1与?2, 因此制造和维护都比较简单。它特别适用于小型轻便设备, 是一种有发展前途的方法。

三、高电平调幅电路
高电平调幅电路需要兼顾输出功率、效率和调制线性 的要求。最常用的方法是对功放的供电电压进行调制。 根据调制信号控制方式的不同,对晶体管而言,高电 + – 平调幅又可分为基极调幅和集电极调幅。 1. 集电极调幅电路 调制信号v? ? v? cos?t 经低频变 压器加在集电极上,并与直流 电源电压VcT相串馈。
vCE + vb(t) vBE – + – –

vc VcT
– + – – Vc(t)

L

C

v? + + +

VBB

高频载波v0(t)=v0cos经高频变压器 加在基极回路中。

集电极调幅电路

集电极调幅在调制信号一周期内的各平均功率为: 1) 集电极有效电源电压Vc(t)供给被调放大器的总平均功率
P?av ? P?T (1 ? 1 2 ma )
2

2) 集电极直流电源VcT所供给的平均功率则为
P? ? P?T ? VCT ICOT

3) 调制信号源Vc?供给的平均功率
Pc? ? P?av ? P? ? ma 2
2

VCT I COT
1 2 ma )
1 2
2

4) 平均输出功率

Poav ? P0T (1 ?

5) 集电极平均耗散功率

Poav ? PCT (1 ?

ma )

2

6) 集电极效率
?av ?

Poav P?av

?

PoT (1 ? P?T (1 ?

ma

2

) ? ?T )

2 2 ma 2

故: 1 1 ? m )倍 1) 平均功率均为载波点各功率的( 2
2 a

2) 总输入功率分别由VCT与VC?所供给,VCT供给用以产 生载波功率的直流功率P=T,VC?则供给用以产生边 带功率的平均功率PDSB。 3) 集电极平均耗散功率等于载波点耗散功率的( 2 m )倍, 应根据这一平均耗散功率来选择晶体管,以使PCM≥Pcav。
1?
2 a

1

4) 输出的边频功率由调制器供给的功率转换得到,大功 率集电极调幅就需要大功率的调制信号电源。

2. 基极调幅电路 与集电极调幅电路 同样的分析,可以认 为VB(t)=VBT+v?(t)是 放大器的基极等效低 频供电电源。
+ vb(t) VBT – + – + – VB(t) +

L Vcc
vb? – – Vcc +

C

vc(t)

基极调幅电路

因为VB(t)随调制信号v?(t)变化,如果要求放大器的输 出电压也随调制信号变化,则应使输出电压随VB(t)变化。

放大器应工作在欠压区,保证输出回路中的基波电流Ic1m、 输出电压Vc(t)按基极供电电压VBT(t)变化,从而实现输出电 压随调制电压变化的调幅。

§9.4 振幅解调(检波)原理与电路
一、概述
振幅解调(又称检波)是振幅调制的逆过程。它的作用是 从已调制的高频振荡中恢复出原来的调制信号。 从频谱上看,检波就是将幅度调制波中的边带信号不 失真地从载波频率附近搬移到零频率附近,因此,检波器也 属于频谱搬移电路。
检波器的组成应包括三部分,高频已调信号源,非 线性器件,RC低通滤波器。其组成原理框图如下图所示, 它适于解调普通调幅波。

调幅信号 vs(t)





解调输出 v?(t)

滤波器

载波信号 v0(t)=cos?0t

载波被抑制的已调波解调原理

检波器分类:

同步检波 包络检波 平方率检波 峰值包络检波 平均包络检波

二、二极管(大信号)峰值包络检波器
二极管(大信号)包络检波器
串联型二极管包络检波电路 并联型二极管包络检波电路 如图所示串联型二极管包络检波器
+

D

i +

+

+

vi


充电

C


RL 放电

v?


串联型二极管包络检波器

RL、C为二极管检波器的负载,同时也起低通 滤波器作用。 一般要求的输入信号大于0.5V,所以称为大信 号检波器。

RLC电路: 一是起高频滤波作用。 二是作为检波器的负载,在其两 端输出已恢复的调制信号。

故必须满足
1 ?oc ?? R L

vi vc



1 ? max C

?? R L
o t

其检波图如右图
t2 t1

二极管检波器的波形图

2. 包络检波器的质量指标
1) 电压传输系数(检波效率)
Kd ? 检波器的音频输出电压V? 输入调幅波包络振幅 maVi

另外:

K d ? cos ?
??
3

? ---电流通角
R ---检波器负载电阻 Rd ---检波器二极管内阻

3?R d R

当R>>Rd时,??0,cos??1。即检波效率Kd接近于1, 这是包络检波的主要优点。

2) 等效输入电阻Rid
R id ? Vim I im

Vim --- 输入高频电压的振幅 Iim --- 输入高频电流的的基波振幅

由于二极管输入电阻的影响,使输入谐振回路的 Q值降低,消耗一些高频功率。这是二极管检波器的 主要缺点。

3) 失真 ① 惰性失真 由于负载电阻R与负载电容C的 时间常数RC太大所引起的。这时 电容 C上的电荷不能很快地随调 幅波包络变化,从而产生失真。

vi vc

o t1 t2

t

惰性失真

为了防止惰性失真,只要适当选择RC的数值,使检波器能 跟上高频信号电压包络的变化就行了。
也就是要求 或写成
dv c dt
RC? max ?

>

? dVm dt
1 ? ma ma
2

在工程上可按 ?maxRC≤1.5 计算。

②负峰切割失真(底部切割失真)
检波器输出常用隔直流电 容Cc与下级耦合,如图所示。 Rg代表下级电路的输入电阻。 为了有效地传送低频信号,要求
1 ?C c ?? R g
D + vi – + Cc VC – + v? –

C

R –

Rg

考虑了耦合电容Cc和低放 输入电阻Rg后的检波电路

则检波过程中,Cc两端建立了直流电压经电阻R和Rg分压,在 R上得到的直流电压为:
VR ? R R ? Rg Vim

对于二极管来说,VR是 反偏压,它有可能阻止二极 管导通,从而产生失真。

v?

maVim

为了避免底部切割失真, 调幅波的最小幅度Vim(1–ma) 必须大于VR
Vim (1 ? ma ) ? R R ? Rg
R // R g R

Vim VR O

负峰切割失真波形

Vim
R~ R

即:

ma ?

Rg R ? Rg

?

?

③ 非线性失真 这种失真是由检波二极管伏安特性曲线的非线性所引起的。 ④ 频率失真 这种失真是由于耦合电容Cc和滤波电容C所引起的。 Cc的存在主要影响检波的下限频率?min。 为使频率为?min时,Cc上的电压降不大,不产生频率失真, 必须满足下列条件: 1 1 C ?? ?? R g 或
? min Cc
c

? min R g

电容C的容抗应在上限频率?max时,不产生旁路作用,即它 应满足下列条件: 1 1 ?? R 或 C ?? ? C
max

? max R

一般Cc约为几?F,C约为0.01?F。

三、同步检波器
乘积检波 平衡同步检波 1.乘积检波器 (1) 工作原理
v s ? V1 cos ?t cos ?1t
1 2
vs vt

i





v




v
?

滤波器

v?

v

检波器
s

vt

乘积检波电路

平衡同步检波电路

vt ? V0 cos( ?0 t ? ?)
1

v 2 ? vsvt ? V1V0 (cos ?t cos ?1t ) cos( ?1t ? ?)
? V1V0 cos ? cos ?t ?
? 1 4

4 V1V0 cos[( 2?1 ? ?) t ? ?]

V1V0 cos[( 2?1 ? ?) t ? ?]

经过低通滤波后

v0 ?

1 2

V1V0 cos ? cos ?t

i

Vs
Vt

低通 滤波器

V0

乘积检波器

2. 三极管同步检波电路 采用包络检波器构成同步检波 电路,它的实现模型如图所示。 其原理电路见右 设输入信号为抑制载波的双边带
v s ? Vsm cos ?t cos ?0 t

包络检波器 vs v0

非线性 器件

低通 滤波器

v1

同步检波实现模型
D + vs ~ – + vr ~ – +

本地振荡信号 v r ? Vrm cos ?0 t 则它们的合成信号
? ? V v ? v s ? v r ? Vrm ?1 ? s cos ?t ? cos ?0 t ? ? Vrm ? ?

v0
R C L –

故当 Vrm ? Vsm 时

ma ?

Vsm Vrm

同步检波原理电路

?1

因此,通过包络检波器便可检出所需的调制信号。

实际应用电路常采用平衡调制器 构成同步检波电路。 如图
+

D1
+

+

V s (t)

vs



v r(t) R L
+ –

C

+

V s (t)


R

L

C

v 01(t) – V 0 + v 02 (t) –



D2

平衡滤波检波器

3. 单边带信号的接收(SSB) 单边带信号的接收过程正好和发送过程相反。
单边带接收机方框图
f0+F 高放 f0+F 第一 混频 f1=fi1+f0 第一 本振 fi1+F 第一 中放 fi1+F 第二 混频 f2=fi2+fi1 第二 本振 fi2+F 第二中放 fi2+F 乘积 带通滤波 检波器 fi2 第三 本振 低通 滤波 F 低放

它是二次变频电路。 fi1较高,用调谐回路即可选出所需的边带。 fi2较低,一般采用带通滤波器取出单边带信号。 单边带信号与第三本振载波信号在乘积检波器中进行解调, 经过低通滤波器后,即可获得原调制信号。