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多路输出单端反激式开关电源设计


《现代电子技术》 2007 年第 6 期总第 245 期

  新型元器件

多路输出单端反激式开关电源设计
杨立杰
( 北京工业大学 电控学院   北京   100022)

摘   : 在阐述了基于 TO PSwitch 系列芯片设计的单片反激式开关电源原理的基础上 ,详细介绍了一种用于智能仪表 要 小功率多输出 AC/ DC 开关电源的设计方法 。该电源主电路采用反激式电路 , 应用反馈手段和脉冲调制技术实现多路电压 的稳定输出 。最后 ,给出了实验结果 。试验表明 ,该电源具有良好的性能 。 关键词 : 开关电源 ; 反激式电路 ; 高频变压器 ; 脉宽调制 ;AC/ DC 中图分类号 : TN702       文献标识码 :B       文章编号 :1004 - 373X(2007) 06 - 023 - 04

Design of Power Supply of Multi - terminal Export and Reverse Excitation AC/ DC Module
YAN G Lijie
(College of Elect ronic & Cont rol Engineering ,Beijing University of Technology ,Beijing ,100022 ,China)

verse excitatio n circuit is applied for t he power circuit . We get static o utp ut s by using t he met hods of feedback and p ulse widt h modulatio n. At last ,we show t he result of t he experiment . This power supply feat ures excellent performance. AC/ DC

   开关电源被誉为高效节能型电源 , 他代表着稳压电源 的发展方向 ,现已成为稳压电源的主流产品 。随着现代科 技的高速发展 , 功率器件的不断完善 、 更新 , PWM 技术的 本文介绍了一种基于 TOPSwit h 系列芯片设计的小

发展日趋完善 ,开关电源正朝着短 、 、 、 小 轻 薄的方向发展 。 功率多路输出的 AC/ DC 开关电源的原理及设计方法 。 1  设计要求

最大功率为 10 W 。为了减少 PCB 板的数量和智能仪表的 体积 ,要求电源设计尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主 控部分做在同一个 PCB 上 。 考虑 10 W 的功率以及小体积的因素 , 电路选用单端

反激电路 。单端反激电路的特点是 : 电路简单 , 设计体积 小巧且成本低 。单端反激电路由输入滤波电路 、 脉宽调制 电路 、 功率传递电路 ( 由开关管和变压器组成) 、 输出整流 滤波电路 、 误差检测电路 ( 由芯片 TL431 及周围元件组 成) 及信号传递电路 ( 由隔离光耦及电阻组成) 等组成 。本 电源设计成表面贴装的模块电源 , 其具体参数要求如下 : 输出最大功率 :10 W ; 输入交流电压 :85 ~265 V ;

收稿日期 :2006 - 07 - 27

sign idea is p resented for t he power supply of 10W multi - terminal expo rt AC/ DC module for intelligent inst rument . The re2 Keywords : switching power supply ; reverse excitatio n circuit ; high f requency t ransfo rmer ; p ulse - widt h modulation ;

新设计的这个开关电源将作为智能仪表的供电电源 ,

Abstract : The paper int roduces the p rinciple of reverse excitation circuit applied for switching power supply. And t he de2

输出直流电压电流 : + 5 V ,500 mA ; + 12 V ,150 mA ; 纹波电压 : ≤ 120 mV 。

+ 24 V ,100 mA ;

2  单端反激式开关电源的控制原理

所谓单端是指 TOPSwitch - Ⅱ系列器件只有一个脉

冲调制信号功率输出端 - 漏极 D 。反激式则指当功率
MOSF ET 导通时 , 就将电能储存在高频变压器的初级绕

组上 , 仅当 MOSFET 关断时 , 才向次级输送电能 , 由于开 关频率高达 100 k Hz , 使得高频变压器能够快速存储 、 释 放能量 , 经高频整流滤波后即可获得直流连续输出 。这也 是反激式电路的基本工作原理 。而反馈回路通过控制
TOPSwitch 器件的控制端的电流来调节占空比以达到稳

压的目的 。

3  TOPSwitch - Ⅱ 系列芯片选型及介绍

TOPSwitch - Ⅱ系列内部主要包括 10 部分 , 分别是

控制电压源 、 带息基准电压源 、 振荡器 、 并联调整器/ 误差 放大器 、 脉宽调制器 、 门驱动级和输出级 、 过电流保护电 路、 过热保护及上电复位电路 、 / 自动重启电路 、 关断 高压 电流源 。 他的引脚排列有 3 种封装形式 , 如图 1 所示 。其中 , 23

TO - 220 封装自带小散热片 , 属典型的三端器件 , 其外形

元器件与应用

杨立杰 : 多路输出单端反激式开关电源设计
端 , 用于滤除电网干扰 , C5 接在高压和地之间 , 用于滤除高 频变压器初 、 次级后和电容产生的共模干扰 , 在国际标准 中被称为 Y 电容” C1 跟 C5 都称作安全电容 , 但 C1 专门滤 “ 。 除电网线之间的串模干扰 , 被称为 X 电容” “ 。
表 1  TOPSwitch 系列输出功率对照表
TO - 220 封装 ( Y) DIP - 8 封装 ( P) SMD - 8 封装 ( G)

8 个引脚 ,但均可简化为 3 个 。二者区别是 DIP28 可配 8 9 V ,控制端最大允许电流 100 mA 。 10 W , 故选择 TOP222 G。

135 ℃ ,过热保护电路就输出高电平 , 关断输出极 . 此时 时

4 . 7 ~5 . 7 V 的锯齿波 。若要重新启动电路 , 需断电后再

于 7800 系列稳压器相同 。DIP28 封装及 SMD28 封装各有 脚 IC 插座 ,SMD28 则为表面贴片 ,不需打孔焊接 。
图 1  TO PSwitch 系列芯片封装图

产品型号 固定输入
TOP221 Y TOP222 Y TOP223 Y TOP224 Y 12 25 50 75

宽范围 输  入
7 15 30 45

产品型号
TOP221P/ G TOP222P/ G TOP223P/ G TOP224P/ G

固定输入
9 15 25 30

宽范围 输  入
6 10 15 20

漏极 ( D) 与内部功率开关器件 MOSFET

相连 ,外部通过负载电感与主电源相连 ,在 启动状态下通过内部开关式高压电源提 供内部偏置电流 , 并设有电流检测。控制 极 ( C) 用于占空比控制的误差放大器和反 馈电流的输入脚 ,与内部并联稳压器连接 , 提供正常工作时的内部偏置电流 , 同时也 是提供旁路、 自动重起和补偿功能的电容 连接 点。源 极 ( S) 与 高 压 功 率 回 路 的
MOSFET 的源极相连 ,兼做初级电路的公

共点与参考点。内部输出极 MOSFET 的 占空比随控制脚电流的增加而线性下降 , 控制电压的典型值为 5. 7 V , 极限电压为 在设计芯片时还对阈值电压采取了

温度补偿措施 ,以消除因漏源导通电阻随

图2  开关电源原理图

温度变化而引起的漏极电流的变化 。当芯片结温大于 控制电压 V c 进入滞后调节模式 , V c 端波形也变成幅度为 接通电路开关 ,或者将 V c 降至 3 . 3 V 以下 ,再利用上电复 位电路将内部触发器置零 ,使 MOSFET 恢复正常工作 。 采用 TOPSwitch - Ⅱ系列设计单片开关电源时所需 外接元器件少 ,而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变 的敏感性大大减少 ,故设计十分方便 , 性能稳定 , 性价比更 高 。该系列产品分类及最大输出功率如表 1 所示 。 对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率 。由设计 要求可 知 , 输 入 电 压 为 宽 范 围 输 入 , 输 出 功 率 不 大 于

为承受可能从电网线窜入的电击 , 在交流端并联一只 标称电压 U I mA 为 275 V 的压敏电阻 VSR 。 鉴于在功率 MOSFET 关断的瞬间 , 高频变压器的漏 感产生尖峰电压 U L , 另外在原边上会产生感应反向电动 势 U OR ,二者叠加在直流输入电压上 。典型的情况下 , 交
165 V , U OR = 135 V ,则 U OR + U L + U OR λ 680 V 。这就要求

4  电路设计

本开关电源的原理图如图 2 所示 。

4. 1   主电路设计 24

电源主电路为反激式 , C1 , L 1 , C2 接在交流电源进线

流输入电压经整流桥整流后最高电压 U Imax = 380 V , U L λ 此时 D1 导通 , 电压被限制在 200 V 左右 。 4. 2   输出环节设计

功率 MOSFET 至少能承受 700 V 的高压 , 同时还必须在 漏极增加钳位电路 ,用以吸收尖峰电压 ,保护 TOP222 G 中 的功率 MOSFET 。本电源的钳位电路由 D2 , D3 组成 。 其 中 D2 为瞬态电压抑制器 ( TVS) P6 KE200 , D3 为超快恢复 二极管 U F4005 。当 MOSFET 导通时 ,原边电压迹象上端 为正 , 下端为负 , 使得 D3 截止 , 钳位电路不起 作用 。当
MOSF ET 截止瞬间 , 原边电压变为下端为正 , 上端为负 ,

以 + 5 V 输出环节为例 , 次级线圈上的高频电压经过

《现代电子技术》 2007 年第 6 期总第 245 期
U F5401 型 100 V/ 3 A 的超快恢复二极管 D7 , 由于 + 5 V

  新型元器件
4. 4. 1   磁芯及骨架的确定 由文献 [ 2 ] 可以查出 , 当 PO = 10 W 时可供选择的铁 氧体磁芯型号 。由于选用漆包线绕制 , 而且 EE 型磁芯的 价格低廉 , 磁损耗低且适应性强 , 故选择 EE22 , 其磁芯长 度 A = 22 mm 。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁 芯有效 横 截 面 积 S J = 0. 41 cm2 , 有 效 磁 路 长 度 L =
3 . 96 cm ,磁芯 等 效 电 感 A L = 2 . 4 μH/ 匝 , 骨 架 宽 度 b
2

输出功率相对较大 ,于是增加了后级 L C 滤波器 , 以减少输 出纹波电压 。 滤波电感 L 2 选用被称作 “磁珠” 3 . 3 μ穿心 的 电感 , 可滤除 D7 在反向恢复过程中产生的开关噪声 。 对于其他两路输出 , 只在输出端分别加以滤波电容 。 其中 R3 , R4 分别为输出的假负载 , 他们能降低各自输出端 的空载和轻载电压 。 4 . 3  反馈环节设计 反馈回路主要由 PC817 和 TL431 及若干电容 、 电阻构 成。 其中 U 2 为 TL431 , 他为可调试精密并联稳压器 , 利用 电阻 R5 , R6 分压获得基准电压值 。 通过调节 R5 , R6 的值可 以调节输出电压的稳压值 。8 为 TL431 的频率补偿电容 , C 可以提高 TL431 的瞬态频率响应 。7 为软启动电容 , 取 C7 C = 22 μF 时可增加 4 ms 的软启动时间 , 在加上 TOP222 G 本身已有的 10 ms 的软启动时间 , 则总共为 14 ms 。
U 3 为 PC817 型线形光耦合器 , 其电流传输比 ( CTR)

= 8 . 43 mm 。

4. 4. 2   确定最大占空比 Dmax 根据公式 :
Dmax = U OR ? % 100 U OR + U Imin - U DS (ON) ( 1)

   其中 : U OR = 135 V , 直流输入最小电压值 U Imin = 90 V ,
MOSF ET 的漏 - 源导通电压 U DS(ON) = 10 V , 代入上式得 :
Dmax = 64 . 3 % ,接近典型值 67 % 。Dmax 随着输入电压的升

高而减小 。 4. 4. 3   计算初级线圈中的电流 ( 单位均为 A ) 输入电流的平均值 I AV G :
PO

范围为 80 %~160 % ,能够较好的满足反馈回路的设计要 求 ,而目前国内常用的 4N25 ,4N26 型光耦合器属于非线 性光耦合器 ,不宜采用 。反馈绕组上产生的电压经 D4 , C9 整流滤波 ,获得非隔离式 + 12 V 输出 , 为 PC817 接受管的 集电极供电 。由于反馈绕组输出电流较小 , 次级采用 D4 硅高速开关管 1N4148 。光耦 PC817 能将 + 5 V 输出与电 网隔离 ,其发射极电流送至 TOP222 G 的控制端 ,用来调节 占空比 。
C3 为控制端旁路电容 , 他能对控制回路进行补偿并

I AV G =

η Imin U

=

   初级峰值电流 I P :
IP =

I AV G ( 1 - 0 . 5 KRP ) ?Dmax

   其中 KRP 为初级纹波电流 I R 与初级峰值电流 I P 的比 值 , 当电压为宽范围输入时 , 可取 0. 9 。将 Dmax = 64. 3 %代 入得 , I P = 0. 518 A 。
10 PO
I P ?KRP ( 1 2 6

设定自动重启频率 。当 C3 = 47 μF 时 , 自动重启频率为
1 . 2 Hz ,即每隔 0 . 83 s 检测一次调节失控故障是否已经

被排除 , 若确认已被排除 , 就自动重启开关电源恢复正常 工作 。
R2 为 PC817 中 L ED 的外部限流电阻 。实际上除了

4. 4. 4   确定初级绕组电感 L P
LP = KRP

限流保护作用外 , 他对控制回路的增益也具有重要影响 。 当 R2 改变时 , 会依次影响到下列参数值 : I F → I C → D →
U O , 也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数 。

下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理 。 当 输出电压 U O 发生波动且变化量为 ΔU O 时 , 通过取样电阻
R5 , R6 分压后 , 就使 TL431 的输出电压 U K 也产生相应的

变化 , 进而使 PC817 中 L ED 的工作电流 I F 改变 , 最后通过 控制端电流 I C 的变化两来调节占空比 D , 使 U O 产生相反 的变化 , 从而抵消 ΔU O 的波动 。 上述稳压过程可归纳为 :
U O ↑ →U K ↓ → I F ↑ → I C ↑ → D ↓ →U O ↓ →最终

使 U O 不变 。 其余各路输出未加反馈 ,输出电压均有高频变压器的 匝数来确定 。 4. 4   变压器设计 变压器的设计计算是整个电源设计的关键 , 他的设计 好坏直接影响电源性能 。

   其中 , 损耗分配系数 Z = 0 . 5 , I P = 0. 518 A , KRP = 0 . 4 , PO = 10 W 代入得 : L P λ 1 265 μH 。 4. 4. 5   确定绕组绕制方法并计算各绕组的匝数 初级绕组的匝数 N P 可以通过下式计算 :
NP = L P I P ×10 SJB M
6

其中 , 磁芯截面积 S J = 0. 41 cm2 ,磁芯最大磁通密度 B M = 60 , I P = 0 . 518 A , L P λ 1 265 μH 代入可得 N P = 26 . 6 , 实 取 30 匝 。 次级绕组采用堆叠式绕法 ,这也是变压器生产厂家经 常采用的方法 。其特点是由 5 V 绕组给 12 V 绕组提供部 分匝数 , 而 24 V 绕组中则包含了 5 V ,12 V 的绕组和新增 加的匝数 。堆叠式绕法技术先进 , 不仅可以节省导线 , 减 小线圈体积 , 还可以增加绕组之间的互感量 , 加强耦合程 度 。以本电源为例 ,当 5 V 输出满载而 12 V 和 24 V 输出 轻载时 , 由于 5 V 绕组兼作 12 V ,24 V 绕组的一部分 , 因 25

10 λ 0 . 14 0 . 8 ×90

( 2)

( 3)

?

) Z( 1 - η + η

2

) f

η

( 4)

( 5)

元器件与应用

杨立杰 : 多路输出单端反激式开关电源设计
小 , 采用多股并绕的方法绕制 。 4. 5   试验数据 该开关电源的输入特性数据见表 2 , 在 u = 85 ~245 V 的宽范围内变化时 ,主路输出 U O1 = 5 V ( 负载为 65 Ω) 的 电压调整率 S V = ±0 . 2 % , 输出 纹 波电 压 最大 值约 为 67 mV ; 辅助输出 U O2 = 24 V ( 负载为 250 Ω) , 输出纹波电 压最 大 值 约 为 98 mV ; 辅 助 输 出 U O3 = 12 V ( 负 载 为 100 Ω) , 输出纹波电压最大值约为 84 mV 。 同时 , 实验测得 , 主路输出 U O1 的最大输出电流可达
700 mA , 辅助输出 U O2 的最大输出电流可达 120 mA ,辅助

此能减小这些绕组的漏感 ,可以避免因漏感使 12 V ,24 V 输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值 , 即产生所 谓的峰值充电效应 。从而引起输出电压不稳定 。这里将
5 V 绕组作为次级的始端 。

对于多输出高频变压器各输出绕组的匝数可以取相 同的 “每伏匝数” 。每伏匝数 n0 可以由下式确定 :
n0 = NS U O1 + U F1 ( 6)

其单位是 “匝/ V ” 。将 N S 取 5 匝 , U O1 = 5 V , U F1 = 0. 4 V
( 肖特基整流管导通压降) 代入上式得到 n0 = 0. 925 匝/ V 。

对于 24 V 输出 ,已知 U O2 = 24 V , U F2 = 0 . 4 V ,则该路 输出绕组匝数为 N S2 = 0. 925 匝/ V ×( 24 V + 0. 4 V ) =
22 . 57 匝 ,实取 22 匝 。

输出 U O3 的最大输出电流可达 170 mA , 电源功率可达
8 . 4 W ,完全满足设计要求 。
表2  电源输入特性
U /V U O1 / V U O2 / V U O3 / V

对于 12V 输出 ,已知 U O3 = 12 V , U F2 = 0 . 4 V , 则该路 输出绕组匝数为 N S2 = 0. 925 匝/ V ×( 12 V + 0. 4 V ) =
11 . 47 匝 ,实取 11 匝 。

85 4. 99

100 4. 99

120 5. 00

150 5. 00

180 5. 01

200 5. 01

220 5. 01

245 5. 01

23. 94 23. 97 24. 01 24. 03 24. 06 24. 08 24. 11 24. 14 11. 98 12. 00 12. 03 12. 07 12. 11 12. 14 12. 15 12. 18

对于反馈绕组 , 已知 U F = 12 V , U F3 = 0. 7 V ( 硅快速 恢复整流二极管导通压降) , 则该路输出绕组匝数为 N S2
= 0 . 925 匝/ V ×( 12 V + 0 . 4 V) = 11 . 47 匝 , 实取 11 匝 。

5    结 语 本开关电源具有设计简单 ,调试方便等优点 ,所需元器 件较少、 体积小、 成本低。负载在全范围内变化时 ,本电源能 够保持良好的性能。试验数据表明指标满足设计要求。同 时 ,通过智能仪表的实际使用情况来看 ,本电源表现良好。

4. 4. 6   确定初 、 次级导线的内径 首先根据初级层数 d , 骨架宽度 b 和安全边距 M , 利 用下式计算有效骨架宽度 bE ( 单位是 mm) :
bE = d ( b - 2 M) ( 7)

将 d = 2 , b = 8 . 43 mm , M = 0 代入上式可得 :
b E = 16 . 86 mm

参      考 文 献
[ 1 ] 周志敏 ,周纪海 . 开关电源使用技术

设计与应用 [ M ] .

在利用下式计算初级导线的外径 ( 带绝缘层) D PM :
D PM = b E/ N P ( 8)

北京 : 人民邮电出版社 ,2003.
[ 2 ] 沙占友 . 新型单片开关电源的设计与应用技术 [ M ]. 北京 :

电子工业出版社 ,2004.
[ 3 ] 刘贤兴 ,李众 . 新型智能开关电源技术 [ M ] . 北京 : 机械工业

   bE = 16 . 86 mm , N P = 78 匝代入得 D PM = 0. 31 mm , 将 扣除漆皮 厚度 后 , 裸 导 线 内 径 D PM = 0 . 26 mm 。 直 径 与
0 . 26 mm接近的公制线规为 0 . 28 mm ,比 0 . 26 mm 略粗完

出版社 ,2003.
[ 4 ] 周志敏 ,周纪海 . 现代开关电源控制电路设计及应用 [ M ] .

北京 : 人民邮电出版社 ,2005.
[ 5 ] 王英剑 ,常敏慧 . 新型开关电源实用技术 [ M ] . 北京 : 电子工

全可以满足要求 , 而 0 . 25 mm 的公制线规稍细 , 不宜选 用 。而次级绕组选用与初级相同的导线 , 根据电流的大

业出版社 ,2001.

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