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PWM控制直流调速系统毕业设计


西南交大网络教育学院毕业设计

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题 院 院 专 姓



PWM 控制直流调速系统设计

系: 西南交通大学网络教育学

业: 名:

电气工程及其自动化 陈兆坤 郭 蕾

指导教师:

西











网 络 教 育 学 院
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院系 西南交通大学网络教育学院 专 业 电气工程及其自动化 年级 2008-15 班 学 号 08821748 姓 名 陈兆坤 学习中心 山东纺织学习中心 指导教师 郭蕾 题目 PWM 控制直流调速系统设计 指导教师 评 语

是否同意答辩 评 阅 人 评 语

过程分(满分 20) 指导教师

(签章)

评 阅 人
成 答辩组组长 年 月 日 绩

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(签章)

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班 级 2008-15 班 年 月 日

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任 务 书
陈兆坤 年 学 月 号 日 08821748

学生姓名

发题日期: 题 目

完成日期:

PWM 控制直流调速系统设计
技术专题研究 √ 理论研究 软硬件产品开发

题目类型:工程设计 一、

设计任务及要求

1:直流调速系统的设计技术指标。 2:PWM 控制直流系统电路设计。 3:PWM 系统实验验证。

二、

应完成的硬件或软件实验

PWM 控制直流调速系统测定直流电动机的各项参数和时间参数,并应用经典控制理论的工程设计 方法设计转速和电流双闭环直流调速系统。以 SG3525 为核心实现 PWM 脉冲调速,形成无静差的 转速电流双闭环控制。

三、

应交出的设计文件及实物(包括设计论文、程序清单或磁盘、实验装置或产品等)

毕业设计、毕业论文。

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四、

设计进度安排 搜集资料,整理实际工作中一些经验。 整理成理论片断。 成文。 阅 周) 及 答 ( 2 周) ( 4 周) ( 6 周) 辩

第一部分 第二部分 第三部分 评 (

指导教师: 学院审查意见:







审 批 人:







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诚信承诺
一、 本设计是本人独立完成; 二、 本设计没有任何抄袭行为; 三、 若有不实,一经查出,请答辩委员会取消本人答辩资 格。

承诺人(钢笔填写) : 年 月 日

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目 录
摘要· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·8 Abstract· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·9 前言· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 10 第 1 章 直流调速系统的方案设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 11 1.1 设计技术指标要求· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 11 1.2 现行方案的讨论与比较· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 11 1.3 选择 PWM 控制调速系统的理由· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 13 1.4 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 13 1.5 采用转速、电流双闭环的理由 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·14 第 2 章 PWM 控制直流调速系统主电路设计 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 15 2.1 主电路结构设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 15 2.1.1 PWM 变换器介绍· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·15 2.1.2 泵升电路· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 21 2.2 参数设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·22 2.2.1 IGBT 的参数· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 22 2.2.2 缓冲电路参数· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·23 2.2.3 泵升电路参数· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·23 第 3 章 PWM 控制直流调速系统控制电路设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 24 3.1 PWM 信号发生器· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 24 3.1.1 SG3525 芯片的主要特点· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 24 3.1.2 SG3525 引脚各端子功能· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 25 3.1.3 SG3525 的工作原理· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 26 3.2 转速、 电流双闭环设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 27 3.2. 1 转速、 电流双闭环系统的组成· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 27 3.2.2 转速、 电流双闭环调速系统的静特性· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 28 3.2.3 电流调节器设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 31 3.2.4 速度调节器设计· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 33

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第 4 章 系统实验验证· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 35 4.1 系统结框图· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 35 4.2 系统工作原理· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 35 4.3 系统单元调试· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 36 4.3.1 基本调试· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 36 4.3.2 脉宽发生单元的整定· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 36 4.3.3 转速反馈调节器、 电流反馈调节器的整定· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 36 4.4 实验结果· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 37 4.4.1 开环机械特性测试· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 37 4.4.2 闭环机械特性测试· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 37 结束语· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 39 致谢· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·40 参考文献· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · 41

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PWM 控制直流调速系统设计
摘 要

在电气时代的今天,电动机在工农业生产、人们日常生活中起着十分重要的作用。 直流电机是最常见的一种电机, 在各领域中得到广泛应用。 研究直流电机的控制和测量 方法,对提高控制精度和响应速度、节约能源等都具有重要意义。电机调速问题一直是 自动化领域比较重要的问题之一。 不同领域对于电机的调速性能有着不同的要求, 因此, 不同的调速方法有着不同的应用场合。 本文基于 PWM 的双闭环直流调速系统进行了研究, 并设计出应用于直流电动机的 双闭环直流调速系统。首先描述了变频器的发展历程,提出了 PWM 调速方法的优势, 指出了未来 PWM 调速方法的发展前景,点出了研究 PWM 调速方法的意义。应用于直流 电机的调速方式很多,其中以 PWM 变频调速方式应用最为广泛,而 PWM 变频器中,H 型 PWM 变频器性能尤为突出,作为本次设计的基础理论,本文将对 PWM 的理论进行 详细论述。在此基础上,本文将做出 SG3525 单片机控制的 H 型 PWM 变频调速系统的整 体设计, 然后对各个部分分别进行论证, 力图在每个组成单元上都达到最好的系统性能。

关键词:直流调速

;双闭环 ;PWM ;SG3525 ;直流电机

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DC-drive speed system with PWM
ABSTRACT
In electrical time's today, the electric motor in the industry and agriculture production, the people daily life is playing the very vital role. The direct current machine is the most common one kind of electrical machinery, obtains the widespread application in various domains. The research direct current machine's control and the measuring technique, to increase the control precision and the speed of response, the frugal energy and so on have the important meaning. A problem about speed-modulation of DC motor is very important in the field automatic. The requests to the effect after the speed-modulation of the DC motor are different in different fields. Then, different speed-modulation ways are using in different fields. This paper researches DC-drive speed system with a dual-converter and dual-closed-loop based PWM, discussing a new control method that combines PWM with D C-drive, designs applies in direct current motor's double closed loop current velocity modulation system. DC motor is used very generally because its speed-modulation effect is very good and its speed-modulation is easily to be realized. PWM theory is used most generally among the speed-modulation ways. The text will introduce the H-PWM way mostly. We will try to do modulation to the DC motor with SG3525. The importance of the text is the parts which are composed the system. Another importance is the principles of working about every parts.

Key word: DC speed regulation

;Double-loop ;PWM ;SG3525;DC moter;

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PWM 控制直流调速系统设计 前 言
在现代科学技术革命过程中,电气自动化在 20 世纪的后四十年曾进行了两次重大 的技术更新。 一次是元器件的更新, 即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组, 以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。 后一次技术更新主要是把现代控制理论和计 算机技术用于电气工程,控制器由模拟式进入了数字式。在前一次技术更新中,电气系 统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。 而后一次技术更新是设计思想和理论概念上 的一个飞跃和质变,电气系统的结构和性能亦随之改观。在整个电气自动化系统中,电 力拖动及调速系统是其中的核心部分。 现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、 电力晶体管或其他电力电子器 件以及集成电路调节器等组成的。 经过合理的简化处理, 整个系统一般都可以用低阶近 似。而以运算放大器为核心的有源校正网络(调节器),和由 R、C 等元件构成的无源 校正网络相比,又可以实现更为精确的比例、 微分、 积分控制规律,于是就有可能将各种 各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。 如果事先对这些典型系统作比 较深入的研究,把它们的开环对数频率特性当作预期的特性 ,弄清楚它们的参数和系统 性能指标的关系,写成简单的公式或制成简明的图表,则在设计实际系统时,只要能把它 校正或简化成典型系统的形式,就可以利用现成的公式和图表来进行参数计算,这样,就 建立了工程设计方法的可能性。 目前, 随着大功率电力电子器件的迅速发展, 交流变频调速技术已日臻成熟并日渐 成为实际应用的主流, 但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出了实际应用的 舞台。相反,近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈,于是直流调速的优 势就显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠,精度最高的调速方法。譬如在对控制精 度有较高要求的造纸,转台,轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置,因此加强对直 流调速系统的研究还是很有必要的。 鉴于直流调速系统在国民经济和工农业生产以及国 防事业中的重要作用,有必要对直流调速系统作进一步的研究和开发。
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第1章
1.1 设计技术指标要求
1.直流电动机: 型号:DJ15 功率:485W 电枢电压:220V 电枢电流:1.2A 额定转数:1600rpm 2.调速范围:1:1200

直流调速系统的方案设计

3.起动时超调量:电流超调量: ? i ? 5% ;转速超调量: ? n ? 5%

1.2 现行方案的讨论与比较
直流电动机的调速方法有三种: (1)调节电枢供电电压 U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电 压,从电动机额定转速向下变速,属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑 调速的系统来说,这种方法最好。 I a 变化遇到的时间常数较小,能快速响应,但是需 要大容量可调直流电源。 (2)改变电动机主磁通 ? 。改变磁通可以实现无级平滑调速,但只能减弱磁 通进行调速(简称弱磁调速) ,从电机额定转速向上调速,属恒功率调速方法。 I f 变化 时间遇到的时间常数同 I a 变化遇到的相比要大得多,响应速度较慢,但所需电源容量 小。 (3)改变电枢回路电阻 R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法,设 备简单,操作方便。但是只能进行有级调速,调速平滑性差,机械特性较软;空载时几 乎没什么调速作用;还会在调速电阻上消耗大量电能。 改变电阻调速缺点很多,目前很少采用,仅在有些起重机、卷扬机及电车等调 速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。 弱磁调速范围不大, 往往是和 调压调速配合使用, 在额定转速以上作小范围的升速。 对于要求在一定范围内无级平滑 调速的系统来说,以调节电枢供电电压的方式为最好。因此,自动控制的直流调速系统
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往往以调压调速为主速。

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改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法, 调节电枢供电电压需要有专门 的可控直流电源,常用的可控直流电源有以下三种: (1)旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组,以获得可调的直流电压。 (2)静止可控整流器。用静止的可控整流器,如汞弧整流器和晶闸管整流装置,产生 可调的直流电压。 (3)直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电,利用直 流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。 由于旋转变流机组缺点太多, 采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替 旋转变流机组, 形成所谓的离子拖动系统。 离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点, 而且缩短了响应时间,但是由于汞弧整流器造价较高,体积仍然很大,维护麻烦,尤其 是水银如果泄漏,将会污染环境,严重危害身体健康。目前,采用晶闸管整流供电的直 流电动机调速系统 (即晶闸管-电动机调速系统, 简称 V-M 系统, 又称静止 Ward-Leonard 系统)已经成为直流调速系统的主要形式。但是,晶闸管整流器也有它的缺点,主要表 现在以下方面: (1)晶闸管一般是单向导电元件,晶闸管整流器的电流是不允许反向的,这 给电动机实现可逆运行造成困难。 必须实现四象限可逆运行时, 只好采用开关切换或正、 反两组全控型整流电路,构成 V-M 可逆调速系统,后者所用变流设备要增多一倍。 (2)晶闸管元件对于过电压、过电流以及过高的 du/dt 和 di/dt 十分敏感,其 中任意指标超过允许值都可能在很短时间内元件损坏, 因此必须有可靠的保护装置和符 合要求的散热条件, 而且在选择元件时还应保留足够的余量, 以保证晶闸管装置的可靠 运行。 (3)晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发,因此,晶闸管可控制整流器对 交流电源来说相当于一个感性负载,吸取滞后的无功电流,因此功率因素低,特别是在 深调速状态, 即系统在较低速运行时, 晶闸管的导通角很小, 使得系统的功率因素很低, 并产生较大的高次谐波电流,引起电网电压波形畸变,殃及附近的用电设备。如果采用 晶闸管整流装置的调速系统在电网中所占容量比重较大,将造成所谓的“电力公害”。 为此,应采取相应的无功补偿、滤波和高次谐波的抑制措施。 (4)晶闸管整流装置的输出电压是脉动的,而且脉波数总是有限的。如果主 电路电感不是非常大, 则输出电流总存在连续和断续两种情况, 因而机械特性也有连续
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和断续两段,连续段特性比较硬,基本上还是直线;断续段特性则很软,而且呈现出显 著的非线性。 由于以上种种原因,所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系 统。

1.3 选择 PWM 控制系统的理由
脉宽调制器 UPW 采用美国硅通用公司(Silicon General)的第二代产品 SG3525, 这是一种性能优良,功能全、通用性强的单片集成 PWM 控制器。由于它简单、可靠及 使用方便灵活,大大简化了脉宽调制器的设计及调试,故获得广泛使用。 PWM 系统在很多方面具有较大的优越性 : 1) PWM 调速系统主电路线路简单,需用的功率器件少。 2) 开关频率高,电流容易连续,谐波少,电机损耗及发热都较小。 3) 低速性能好,稳速精度高,调速范围广,可达到 1:10000 左右。 4) 如果可以与快速响应的电动机配合,则系统频带宽,动态响应快,动态抗扰能力强。 5) 功率开关器件工作在开关状态,导通损耗小,当开关频率适当时,开关损耗也不大, 因而装置效率较高。 6) 直流电源采用不可控整流时,电网功率因数比相控整流器高。 变频调速很快为广大电动机用户所接受, 成为了一种最受欢迎的调速方法, 在一些 中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。 由此可见, 变频调速 是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中,PWM 调速方式尤为大家所重 视,这是我们选取它作为研究对象的重要原因。

1.4 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由
IGBT 的优点: 1)IGBT 的开关速度高,开关损耗小。 2)在相同电压和电流定额的情况下,IGBT 的安全工作区比 GTR 大,而且具有耐脉冲 电流冲击的能力。 3)IGBT 的通态压降比 VDMOSFET 低,特别是在电流较大的区域。 4)IGBT 的输入阻抗高,其输入特性与电力 MOSFET 类似。 5)与电力 MOSFET 和 GTR 相比, IGBT 的耐压和通流能力还可以进一步提高, 同时可 保持开关频率高的特点。
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在众多 PWM 变换器实现方法中, 又以 H 型 PWM 变换器更为多见。 这种电路具备 电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设计以 H 型 PWM 直流控制器为主要研究对象。

1.5

采用转速电流双闭环的理由

同开环控制系统相比,闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中,不管 出于什么原因(外部扰动或系统内部变化) ,只要被控制量偏离规定值,就会产生 相应的控制作用去消除偏差。因此,它具有抑制干扰的能力,对元件特性变化不 敏感,并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。 单闭环速度反馈调速系统,采用 PI 控制器时,可以保证系统稳态速度误差为 零。但是如果对系统的动态性能要求较高,如果要求快速起制动,突加负载动态 速降小等,单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全 按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外,单闭环调速系统的动态抗干扰性 较差,当电网电压波动时,必须待转速发生变化后,调节作用才能产生,因此动 态误差较大。 在要求较高的调速系统中,一般有两个基本要求:一是能够快速启动制动; 二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现,如果要求快速起动,必须 使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩,即最大的恒定允许电 枢电流,当电枢电流保持最大允许值时,电动机以恒加速度升速至给定转速,然 后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰,必须对电枢电流进 行调节。 以上两点都涉及电枢电流的控制, 所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量, 组成 转速、电流双闭环调速系统。

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第2章

PWM 控制直流调速系统主电路设计

2.1 主电路结构设计
2.1.1 PWM 变换器介绍 脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器,简称 PWM 变换器。PWM 变换 器有不可逆和可逆两类,可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下 面分别对各种形式的 PWM 变换器做一下简单的介绍和分析。 不可逆 PWM 变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图 2-1(a)所示为无制 动作用的简单不可逆 PWM 变换器主电路原理图, 其开关器件采用全控型的电力电子器 件。电源电压 U s 一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容 C 的作用是滤波,二极 管 VD 在电力晶体管 VT 关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。

图 2-1 简单的不可逆 PWM 变换器电路 (a)原理图 (b)电压和电流波型

电力晶体管 VT 的基极由频率为 f,其脉冲宽度可调的脉冲电压 U b 驱动。在一个开 关周期 T 内,当 0 ? t ? t on 时,U b 为正,VT 饱和导通,电源电压通过 VT 加到电动机电 枢两端;当 ton ? t ? T 时, U b 为负,VT 截止,电枢失去电源,经二极管 VD 续流。电 动机电枢两端的平均电压为 U d ? 式中, ? ?
t on U s ? ?U s T

U d ton ——PWM 电压的占空比,又称负载电压系数。 ? 的变化 ? U5 T
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范围在 0~1 之间,改变, ? 即可以实现对电动机转速的调节。

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图 2-1 (b) 绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压 ud 、 平均电压 ud 和电枢电流 id 的 波型。由图可见,电流是 id 脉动的,其平均值等于负载电流 I dl ? TL / Cm ( TL ——负载转 矩, Cm ——直流电动机在额定磁通下的转矩电流比) 。 由于 VT 在一个周期内具有开关两种状态,电路电压平衡方程式也分为两阶 段,即 在 0 ? t ? t on 期间
U 5 ? Rid ? L did ?E dt

在 ton ? t ? T 期间

0 ? Ri d ? L

did ?E dt

式中, R, L——电动机电枢回路的总电阻和总电感; E——电动机的反电动势。 PWM 调速系统的开关频率都较高,至少是 1~4kHz,因此电流的脉动幅值不 会很大,再影响到转速 n 和反电动势 E 的波动就更小,在分析时可以忽略不计,视 和 E 为恒值。 这种简单不可逆 PWM 电路中电动机的电枢电流 iD 不能反向, 因此系统没有制动作 用,只能做单向限运行,这种电路又称为“受限式”不可逆 PWM 电路。这种 PWM 调 速系统,空载或轻载下可能出现电流断续现象,系统的静、动态性能均差。 图 2-2(a)所示为具有制动作用的不可逆 PWM 变换电路,该电路设置了两 个电力晶体管 VT1 和 VT2,形成两者交替开关的电路,提供了反向电流的 ? id 通路。 这种电路组成的 PWM 调速系统可在第 I、II 两个象限中运行。 VT1 和 VT2 的基极驱动信号电压大小相等,极性相反,即 Ub ? ?Ub 2 。当电动 机工作在电动状态时,在一个周期内平均电流就为正值,电流 id 分为两段变化。 在 0 ? t ? t on 期间,U b1 为正,VT1 饱和导通;U b 2 为负,VT2 截止。此时,电源电压 U 5 加 到电动机电枢两端,电流 id 沿图中的回路1流通。在 ton ? t ? T 期间, U b1 和 U b 2 改变极 性,VT1 截止,原方向的电流 id 沿回路 2 经二极管 VD2 续流,在 VD2 两端产生的压降 给 VT2 施加反压,使 VT2 不可能导通。因此,电动机工作在电动状态时,一般情况下 实际上是电力晶体管 VT1 和续流二极管 VD2 交替导通,而 VT2 则始终不导通,其电 压、电流波型如图 2-2(b)所示,与图 2-1 没有 VT2 的情况完全一样。 如果电动机在电动运行中要降低转速,可将控制电压减小,使 U b1 的正脉冲变 窄,负脉冲变宽,从而使电动机电枢两端的平均电压 U d 降低。但是由于惯性,电动机 的转速 n 和反电动势 E 来不及立刻变化, 因而出现 Ud ? E 的情况。 这时电力晶体管 VT2
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能在电动机制动中起作用。 在 ton ? t ? T 期间, VT2 在正的 U b 2 和反电动势 E 的作用下饱 和导通,由 E- U d 产生的反向电流 ? id 沿回路 3 通过 VT2 流通,产生能耗制动,一部 分能量消耗在回路电阻上,一部分转化为磁场能存储在回路电感中,直到 t=T 为止。在

T ? t ? ton (也就是 0 ? t ? t on )期间,因 U b 2 变负,VT2 截止, ? id 只能沿回路 4 经二极
管 VD1 续流,对电源回馈制动,同时在 VD1 上产生的压降使 VT1 承受反压而不能导 通。在整个制动状态中,VT2 和 VD1 轮流导通,VT1 始终截止,此时电动机处于发电 状态,电压和电流波型图 2-2(c) 。反向电流的制动作用使电动机转速下降,直到新的 稳态。

图 2-2 具有制动作用的不可逆 PWM 变换电路

这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况,即在电动机的轻载电动状态中,负 载电流很小,在 VT1 关断后(即 ton ? t ? T 期间)沿回路 2 径 VD2 的续流电流 id 很快衰 减到零,如在图 2-2(d)中的 ton ~ T 期间的 t 2 时刻。这时 VD2 两端的压降也降为零, 而此时由于 U b 2 为正, 使 VT2 得以导通, 反电动势 E 经 VT2 沿回路 3 流过反向电流 ? id , 产生局部时间的能耗制动作用。到了 0 ? t ? t on 期间,VT2 关断,? id 又沿回路 4 经 VD1 续流,到 t ? t4 时 ? id 衰减到零,VT1 在 U b1 作用下因不存在而反压而导通,电枢电流再
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次改变方向为 id 沿回路1经 VT1 流通。在一个开关周期内,VT1、VD1、VT2、VD1 四个电力电子开关器件轮流导通,其电流波形示图 2-2(d)。 综上所述,具有制动作用的不可逆 PWM 变换器构成的调速系统,电动机电枢 回路中的电流始终是连续的;而且,由于电流可以反向,系统可以实现二象限运行,有 较好的静、动态性能。 由具有制动作用的不可逆 PWM 变换器构成的直流调速系统, 电动机有两种运 行状态,在电动状态下,依靠电力晶体管 VT1 的开和关两种状态,在发电制动状态下 则依靠 VT2 的开和关两种状态。 两种工作状态下电路电压平衡方程式都分为两个阶段, 情况同简单的不可逆的 PWM 变换器电路相同,即在 0 ? t ? t on 期间为式
U 5 ? Rid ? L did di ? E ,在 ton ? t ? T 期间为式 0 ? Ri d ? L d ? E ,只不过两种状态下电 dt dt

流的方向相反,即在制动状态时为 ? id 。 可逆 PWM 变换器主电路的结构形式有 T 型和 H 型两种,其基本电路如图 2-3 所 示,图中(a)为 T 型 PWM 变换器电路,(b)为 H 型 PWM 变换器电路。

图 2-3 可逆 PWM 变换器电路 (a)T 型 (b)H 型

T 型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成,所用元件少,线路简 单,构成系统时便于引出反馈,适用于作为电压低于 50V 的电动机的可控电压源;但是
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T 型电路需要正负对称的双极性直流电源, 电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源 电压,在相同的直流电源电压下,其输出电压的幅值为 H 型电路的一半。H 型电路是 实际上广泛应用的可逆 PWM 变换器电路,它由四个可控电力电子器件(以下以电力晶 体管为例)和四个续流二极管组成的桥式电路,这种电路只需要单极性电源,所需电力 电子器件的耐压相对较低,但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。 H 型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。 (1)双极式可逆 PWM 变换器: 双极式可逆 PWM 变换器的主电路如图 2-3(b)所示。四个电力晶体管分为 两组,VT1 和 VT4 为一组,VT2 和 VT3 为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动 电压波形相同,即 Ub1 ? Ub 4 ,VT1 和 VT4 同时导通和关断;Ub 2 ? Ub3 ,VT2 和 VT3 同 时导通和关断。而且 U b1 , U b 4 和 U b 2 , U b 3 相位相反,在一个开关周期内 VT1,VT4 和 VT2,VT3 两组晶体管交替地导通和关断,变换器输出电压 U AB 在一个周期内有正负极 性变化,这是双极式 PWM 变换器的特征,也是“双极性”名称的由来。 由于电压 U AB 极性的变化,使得电枢回路电流的变化存在两种情况,其电压、 电流波形如图 2-4 所示。

图 2-4 双极式 PWM 变换器电压和电流波形 (a)电动机负载较重时 (b)电动机负载较轻时

如果电动机的负载较重,平均负载电流较大,在 0 ? t ? t on 时,U b1 和 U b 4 为正,VT1 和 VT4 饱和导通;而 U b 2 和 U b 3 为负,VT2 和 VT3 截止。这时, U 5 加在电枢 AB 两端, 电枢电流沿 id 回路1流通 (见图 2-4 (b) ) , 电动机处于电动状态。 在 ton ? t ? T U AB ? U5 ,
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时,U b1 和 U b 4 为负, VT1 和 VT4 截止;U b 2 和 U b 3 为正, 在电枢电感释放储能的作用下, 电枢电流经二极管 VD2 和 VD3 续流,在 VD2 和 VD3 上的正向压降使 VT2 和 VT3 的 c-e 极承受反压而不能导通, U AB ? ?U5 ,电枢电流 id 沿回路 2 流通,电动机仍处于电 动状态。有关参量波形图示于图 2-4(a) 。 如果电动机负载较轻, 平均电流小, 在续流阶段电流很快衰减到零, 即当 t ? t2 时, id ? 0 。于是在 t2 ? t ? T 时,VT2 和 VT3 的 c-e 极两端失去反压,并在负的电源电 压( ? U 5 )和电动机反电动势 E 的共同作用下导通,电枢电流 id 反向,沿回路 3 流通, 电动机处于反接制动状态。在 T ? t ? t1 ( 0 ? t ? t1 )时, U b 2 和 U b 3 变负,VT2 和 VT3 截止,因电枢电感的作用,电流经 VD1 和 VD4 续流,使 VT1 和 VT4 的 c-e 极承受反 压,虽然 U b1 和 U b 2 为正,VT1 和 VT4 也不能导通,电流沿回路 4 流通,电动机工作在 制动状态。当 t1 ? t ? ton 时,VT1 和 VT4 才导通,电流又沿回路 1 流通。有关参量的波 形示于图 2-4(b) 。 这样看来, 双极式可逆 PWM 变换器与具有制动作用的不可逆 PWM 变换器的电流 波形差不多,主要区别在于电压波形;前者,无论负载是轻还是重,加在电动机电枢两 端的电压都在 ? U 5 和 ? U 5 之间变换;后者的电压只在 ? U 5 和 0 之间变换。这里并未反 映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行,由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。当 正脉冲较宽时, ton ? T / 2 ,电枢两端的平均电压为正,在电动运行时电动机正转;当 正脉冲较窄时, ton ? T / 2 ,平均电压为负,电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等,

ton ? T / 2 ,平均电压为零,电动机停止运转。因为双极式可逆 PWM 变换器电动机电枢
两端的平均电压为 U d ?
1 2t [tonU 5 ? (T ? ton )U 5 ] ? ( on ? 1)U 5 T T

若仍以 ? ? U d / U5 来定义 PWM 电压的占空比,则双极式 PWM 变换器的电压 占空比为 ? ?

U d 2ton ? ? 1 。改变 ? 即可调速, ? 的变化范围为 ? 1 ? ? ? 1。 ? 为正值, U5 T

电动机正转; ? 为负值,电动机反转; ? ? 0 ,电动机停止运转。在 ? ? 0 时,电动机虽 然不动,但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零,而是交变的。这个交 变电流的平均值为零,不产生平均转矩,徒然增加了电动机的损耗,当然是不利的。但 是这个交变电流使电动机产生高频微振, 可以消除电动机正、 反向切换时的静摩擦死区, 起着所谓“动力润滑”的作用,有利于快速切换。
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(2)单极式可逆 PWM 变换器:

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单极式可逆 PWM 变换器和双极式变换器在电路构成上完全一样, 不同之处在 于驱动信号不一样。图 2-3(b)中,左边两个电力电子器件的驱动信号 Ub1 ? ?Ub 2 ,具 有和双极式一样的正、负交替的脉冲波形,使 VT1 和 VT2 交替导通;右边两个器件 VT3、 VT4 的驱动信号则按电动机的转向施加不同的控制信号: 电动机正转时, 使 U b3 恒 为负,U b 4 恒为正,VT3 截止 VT4 常通;电动机反转时,则使 U b 3 恒为正,U b 4 恒为负, VT3 常通 VT4 截止。这种驱动信号的变化显然会使不同阶段各电力电子器件的开关情 况和电流流通的回路与双极式变换器相比有不同。 当电动机负载较重时电流方向连续不 变;负载较轻时,电流在一个开关周期内也会变向。 由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转,并且能进行无极调速等。又根 据双极式 H 型可逆 PWM 变换器具有的优点:电流一定连续,可以使电动机实现四象 限动行; 电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区; 低速时由于每个电力电子 器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通;低速平稳性好,可达到很宽的调速范围。 但双极式 H 型可逆 PWM 变换器也有缺点,在工作过程中,四个电力电子器件都 处于开关状态,容易发生上、下两只电力电子器件直通的事故,降低了设备的可靠性。 为了避免这种情况,我们设置逻辑延时环节 DLD,保证在对一个元件发出关断信号后, 延迟足够时间再发出对另一个元件的开通信号。 由于电力电子的器件的导通时也存在开 通时间,因此延迟时间通常大于元件的关断时间即可以了。 所以,本次设计我们选择双极式 H 型可逆 PWM 变换器。主电路如图 2-5 所示。

图 2-5 H 桥主电路
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2.1.2

泵升电路

当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时(减速或者停车),储存在电动机和负载 转动部分的动能将变成电能,并通过 PWM 变换器回馈给直流电源。当直流电源功率二 极管整流器供电时, 不能将这部分能量回馈给电网, 只能对整流器输出端的滤波电容器 充电而使电源电压升高,称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件,因此必须 采取预防措施,防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻 R 和开关元件(电力电 子器件)VT 组成的泵升电压限制电路,如图 2-6 所示。

图 2-6 泵升电压限制电路

当滤波电容器 C 两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时,VT 导通,将回馈能 量的一部分消耗在分流电阻 R 上。这种办法简单实用,但能量有损失,且会使分流电阻 R 发热,因此对于功率较大的系统,为了提高效率,可以在分流电路中接入逆变,把一 部分能量回馈到电网中去。但这样系统就比较复杂了,我们就不选择这种方式了。

2.2 参数设计
2.2.1 IGBT 管的参数

IGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor)叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有 MOS 门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度 可达 1mS,额定电流密度 100A/cm2,电压驱动,自身损耗小。其符号和波形图如图 2-6 所示。设计中选的 IGBT 管的型号是 IRGPC50U,它的参数如下: 管子类型:NMOS 场效应管 极限电压 Vm:600V
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极限电流 Im:27 A 耗散功率 P:200 W 额定电压 U:220V 额定电流 I:1.2A

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图 2-7 IGBT 信号及波形图

2.2.2 缓冲电路参数 如图 2-3(b)所示,H 桥电路中采用了缓冲电路,由电阻和电容组成。 IGBT 的缓 冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制, 这是由于 IGBT 的工作频率可以高 达 30-50kHz;因此很小的电路电感就可能引起颇大的 L
di c ,从而产生过电压,危及 dt

IGBT 的安全。逆变器中 IGBT 开通时出现尖峰电流,其原因是由于在刚导通的 IGBT 负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流, 所以在此二极 管恢复阻断前,刚导通的 IGBT 上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路,使 i c 出现尖峰,为此 需要串入抑流电感,即串联缓冲电路,或放大 IGBT 的容量。 缓冲电路参数:经实验得出缓冲电路电阻 R=10K ? ;电容 C ? 0.75? F 。 2.2.3 泵升电路参数 如图 2-6 所示,泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个 VT 组成。 泵升电路中电解电容选取 C=2000 ? F ;电压 U=450V;VT 选取 IRGPC50U 型号的 IGBT 管;电阻选取 R=20 ? 。

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第 3 章 PWM 控制直流调速系统控制电路设计
3.1 PWM 信号发生器
PWM 信号发生器以集成可调脉宽调制器 SG3525 为核心构成,他把产生的电压信 号送给 H 桥中的四个 IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比,而达到调速 的目的。其控制电路如图 3-1 所示.

图 3-1 PWM 控制电路

3.11 SG3525 芯片的主要特点 SG3525 为美国 Silicon General 公司生产的专用 PWM 控制集成电路,如图 3-2 所 示。

图 3-2 SG3525 芯片的内部结构

它采用恒频脉宽调制控制方案,其内部包含有精密基准源、锯齿波振荡器、误差放 大器、比较器、分频器和保护电路等。调节 Ur 的大小,在 A、B 两端可输出两个幅度相
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等、频率相等、相位相互错开 180 度、占空比可调的矩形波(即 PWM 信号) 。它适用 于各开关电源、斩波器的控制。 输出级采用推挽输出,双通道输出,占空比 0-50%可调.每一通道的驱动电流最大值 可达 200mA,灌拉电流峰值可达 500mA。可直接驱动功率 MOS 管,工作频率高达 400KHz, 具有欠压锁定、过压保护和软启动振荡器外部同步、死区时间可调、PWM 琐存、禁止 多脉冲、逐个脉冲关断等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM 比 较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级,软启动及关断电路等组成,可正常工作 的温度范围是 0-700C。基准电压为 5.1 V 士 1%,工作电压范围很宽,为 8V 到 35V. 3.1.2 SG3525 引脚各端子功能 SG3525 采用 16 端双列直插 DIP 封装,各端子功能介绍如下: 1 脚:INV. INPUT(反相输入端):误差放大器的反相输入端,该误差放大器的增益标 称值为 80db,其大小由反馈或输出负载来决定,输出负载可以是纯电阻,也可以是电 阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是 1. 5V-5. 2V。此端通 常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。 负反馈控制时, 将电源输出电压分压后 与基准电压相比较。 2 脚:NI. INPUT (同相输入端):此端通常接到基准电压 16 脚的分压电阻上,取得 2. 5V 的基准比较电压与 INV. INPUT 端的取样电压相比较。 3 脚:SYNC(同步端):为外同步用。需要多个芯片同步工作时,每个芯片有各自的震 荡频率, 可以分别他们的 4 脚和 3 脚相连, 这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作 频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。 4 脚:OSC. OUTPUT(同步输出端):同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。 但几个芯片的工作频率不能相差太大, 同步脉冲频率应比震荡频率低一些。 如不需多个 芯片同步工作时,3 脚和 4 脚悬空。4 脚输出频率为输出脉冲频率的 2 倍。输出锯齿波 电压范围为 0. 6V 到 3. 5V. 5 脚:Cr(震荡电容端):震荡电容一端接至 5 脚,另一端直接接至地端。其取值范围 为 0.001,u F 到 0. 1 u F。正常工作时,在 Cr 两端可以得到一个从 0.6V 到 3. 5V 变 化的锯齿波。 6 脚:Rr(震荡电阻端):震荡电阻一端接至 6 脚, 另一端直接接至地端。 Rr 的阻值决 定了内部恒流值对 Cr 充电。 其取值范围为 2K 欧到 150K 欧 Rr 和 Cr 越大充电时间越长, 反之则充电时间短。
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7 脚:DISCHATGE RD(放电端):Cr 的放电由 5. 7 两端的死区电阻决定。把充电和放 电回路分开,有利与通过死区电阻来调节死区时间,使死区时间调节范围更宽。其取值 范围为 0 欧到 500 欧。放电电阻 RD 和 CT 越大放电时间越长,反之则放电时间短。 8 脚:SOFTSTATR(软启动):比较器的反相端即软启动器控制端 8,端 8 可外接软启动 电容,该电容由内部 Vf 的 50uA 恒流源充电。 9 脚:COMPENSATION(补偿端):在误差放大器输出端 9 脚与误差放大器反相输入端 1 脚间接电阻与电容,构成 PI 调节器,补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电 压范围为 1. 5V 到 5. 2V. 10 脚:SHUTDOWN(关断端):10 端为 PWM 锁存器的一个输入端, 一般在 10 端接入过流 检测信号。过流检测信号维持时间长时,软起动端 8 接的电容 C:将被放电。电路正常 工作时,该端呈高电平,其电位高于锯齿波的峰值电位(3. 30。在电路异常时,只要脚 10 电压大于 0. 7V,三极管导通,反相端的电压将低于锯齿波的谷底电压(0.9V),使得 输出 PWM 信号关闭,起到保护作用. 11 脚:OUTPUT A,14 脚: OUTPUT B(脉冲输出端):输出末级采用推挽输出电路,驱动 场效应功率管时关断速度更快.11 脚和 14 脚相位相差 1800,拉电流和灌电流峰值达 200mA。由于存在开闭滞后,使输出和吸收之间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖 脉冲,起持续时间约为 l00ns。可以在 V<处接一个约 0. luf 的电容滤去电压尖峰。 12 脚:GROUND(接地端):该芯片上的所有电压都是相对于 GROUND 而言,即是功率地 也是信号地。在实验电路中,由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与 12 脚而言,所以主回路和控制回路的接地端应相连。 13 脚:VC(推挽输出电路电压输入端):作为推挽输出级的电压源,提高输出级输出 功率。可以和 15 脚共用一个电源,也可用更高电压的电源。电压范围是 1. 8V-3. 4V. 15 脚:+VIN(芯片电源端):直流电源从 15 脚引入分为两路:一路作为内部逻辑和模 拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生 5.1 士 1%V 的内部基准 电压。 如果该脚电压低于门限电压(Turn-off: 8V), 该芯片内部电路锁定, 停止工作 ‘基 准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约 2mA).另外,该脚电压最大不能超过 35V.使用中应该用电容直接旁路到 GROUND 端。 16 脚:VREF(基准电压端):基准电压端 16 脚的电压由内部控制在 5. 1 V 土 1%。可 以分压后作为误差放大器的参考电压。 3.1.3 SG3525 的工作原理
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SG3525 内置了 5.1V 精密基准电源,微调至 1.0%,在误差放大器共模输入电压范 围内,无须外接分压电组。SG3525 还增加了同步功能,可以工作在主从模式,也可以 与外部系统时钟信号同步, 为设计提供了极大的灵活性。 在 CT 引脚和 Discharge 引脚之 间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。 由于 SG3525 内部集成了软启动电 路,因此只需要一个外接定时电容。 SG3525 的软启动接入端(引脚 8)上通常接一个 5 的软启动电容。上电过程中, 由于电容两端的电压不能突变, 因此与软启动电容接入端相连的 PWM 比较器反向输入 端处于低电平,PWM 比较器输出高电平。此时,PWM 琐存器的输出也为高电平,该 高电平通过两个或非门加到输出晶体管上, 使之无法导通。 只有软启动电容充电至其上 的电压使引脚 8 处于高电平时,SG3525 才开始工作。由于实际中,基准电压通常是接 在误差放大器的同相输入端上, 而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端 上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时,误差放大器的输出将减小, 这将导致 PWM 比较器输出为正的时间变长,PWM 琐存器输出高电平的时间也变长, 因此输出晶体管的导通时间将最终变短,从而使输出电压回落到额定值,实现了稳态。 反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当 Shutdown(引脚 10)上的信号 为高电平时,PWM 琐存器将立即动作,禁止 SG3525 的输出,同时,软启动电容将开 始放电。如果该高电平持续,软启动电容将充分放电,直到关断信号结束,才重新进入 软启动过程。注意,Shutdown 引脚不能悬空,应通过接地电阻可靠接地,以防止外部 干扰信号耦合而影响 SG3525 的正常工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低,在 SG3525 的输出被关断同时,软启动电容将开始放电。 此外,SG3525 还具有以下功能,即无论因为什么原因造成 PWM 脉冲中止,输出 都将被中止,直到下一个时钟信号到来,PWM 琐存器才被复位。

3.2 转速、电流双闭环设计
3.2.1 转速、电流双闭环调速系统的组成

图 3-3 所示为转速、 电流双闭环调速系统的原理框图。 为了实现转速和电流两种负

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图 3-3 转速电流双闭环调速系统

反馈分别起作用,在系统中设置了两个调节器,分别调节转速和电流,二者之间实行串 联连接。 把转速调节器 ASR 的输出作为电流调节器 ACR 的输入, 用电流调节器的输出去 控制晶管整流的触发器。从闭环结构上看,电流调节环在里面,是内环;转速调节环在 外面,叫做外环。 为了获得良好的静、动态性能,双闭环调速系统的两个调节器通常都采用 PI 调节器。在图 3-3 中,标出了两个调节器输入输出电压的实际极性,它们是按照触发器 GT 的控制电压 U ct 为正电压的情况标出的,而且考虑运算放大器的反相作用。通常,转
* 速电流两个调节器的输出值是带限幅的,转速调节器的输出限幅电压为 U im ,它决定了

电流调节器给定电压的最大值;电流调节器的输出限幅电压是 Uctm ,它限制了 PWM 装 置输出电压的最大值。

3.2.2 转速、电流双闭环调速系统的静特性 根据图 3-3 的原理图,可以很容易地画出双闭环调系统的静态结构图如图 3-4 所示。其中 PI 调节器用带限幅的输出特性表示,这种 PI 调节器在工作中一般存在 饱和和不饱和两种状况。饱和时输出达到限幅值;不饱和时输出未达到限幅值,这 样的稳态特征是分析双闭环调速系统的关键。当调节器饱和时,输出为恒值,输入 量的变化不再影响输出,除非输入信号反向使调节器所在的闭环成为开环。当调节 器不饱各时,PI 调节器的积分(I)作用使输入偏差电压 ?U 在稳态时总是等于零。

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图 3-4 双闭环调速系统静态结构图

实际上,双闭环调速系统在正常运行时,电流调节器是不会达到饱和状态的,对于 静特性来说,只有转速调节器存在饱和与不饱和两种情况。 (1)转速调节器不饱和: 在正常负载情况下,转速调节器不饱和,电流调节器也不饱和,稳态时,依靠 调节器的调节作用,它们的输入偏差电压都是零。因此系统具有绝对硬的静特性(无静 差) ,即

U ?U n? ?n
* n

U ? Ui ? ?I d
* i

n?

* Un

?

? n0

* 从而得到图 3-5 静特性的 n0 ? A 段。由于转速调节器不饱和, Ui* ? Uim ,所以

这表明, n0 ? A 段静特性从理想空载状态 ( Id ? 0 ) 一直延续到电流最大值 I dm , I d ? I dm 。 而 I dm 一般都大于电动机的额定电流 I nom 。这是系统静特性的正常运行段。

图 3-5 双闭环调速系统的静特性

(2)转速调节器饱和: 当电动机的负载电流上升时,转速调节器的输出 U i* 也将上升,当 I d 上升到某
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* 一数值( I dm )时,转速调节器输出达到限幅值 U im ,转速环失出调节作用,呈开环状

态,转速的变化对系统不再产生影响。此时只剩下电流环起作用,双闭环调系统由转速 无静差系统变成一个电流无静差的单闭环恒流调节系统。稳态时 因而
* Uim ? Uim ? ?I dm

I dm ?

* U im

?

* 所对应的电枢电流最大值,由设计者根据电动机的容许过载能力和 I dm 是 U im

拖动系统允许的最大加速度选定。 这时的静特性为图 3-5 中的 A-B 段, 呈现很陡的下垂 特性。由以上分析可知,双闭环调速系统的静特性在负载电流 I d ? I dm 时表现为转速无 静差,这时 ASR 起主要调节作用。当负载电流达到 I dm 之后,ASR 饱和,ACR 起主要调节 作用,系统表现为电流无静差,得到过电流的自动保护。这就是采用了两个 PI 调节器 分别形成内、 外两个闭环的效果, 这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环调速 系统的静特性要强得多。 综合以上分析结果可以看出, 双闭环调速系统在稳态工作中, 当两个调节器都 不饱和时,系统变量之间存在如下关系:
* Un ? Un ? ?n ? ?n0

Ui* ? Ui ? ?I d ? ?I dl

U ct ?

* U do Ce n ? I d R CeU n / ? ? I dl R ? ? KS Ks Ks

* 上述关系表明,双闭环调速系统在稳态工作点上,转速 n 是由给定电压 U n 和

转速反馈系数 ? 决定的,转速调节器的输出电压即电流环给定电压 U i* 是由负载电流 I dl 和电流反馈系数 ? 决定的,而控制电压即电流调节器的输出电压 U ct 则同时取决于转速
* n 和电流 I d ,或者说同时取决于 U n 和 I dl 。这些关系反映了 PI 调节器不同于 P 调节器的

特点:比例调节器的输出量总是正比于输入量,而 PI 调节器的稳态输出量与输入量无 关,而是由其后面环节的需要所决定,后面需要 PI 调节提供多大的输出量,它就能提 供多少,但这要在调节器不饱和的情况下。 采用转速、电流双闭环调速系统后,由于增加了电流内环,而电网电压扰动被 包围在电流环里,当电网电压发生波动时,可以通过电流反馈得到及时调节,不必等到 它影响到转速后,再由转速调节器作出反应。因此,在双闭环调速系统中,由电网电压 扰动所引起的动态速度变化要比在单态环调速系统中小得多。 综上所述,在双闭环调速系统中,转速调节器和电流调节器的作用可以归纳如下: (1)转速调节器的作用:
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* ①使电动机转速 n 跟随给定电压 U n 变化,保证稳态转速无静差。

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②对负载扰动起抗扰作用。
* ③其输出限幅值决定允许的最大电流,在起动时给出最大电流给定信号 U im 。

(2)电流调节器的作用: ①对电网电压扰动起及时抗扰作用。 ②起动时保证获得恒定的最大允许电流。 ③当电动机过载甚至堵转时,限制电枢电流的最大值,起到快速的安全保护作用。 ④在转速调节过程中,使电流 I d 跟随其给定电压 U i* 变化。 3.2.3 电流调节器的设计 设计电流环首先遇到的问题是反电动势产生的交叉反馈作用。 它代表转速环输出量 对电流环的影响。实际系统中的电磁时间常数 TL 一般远小于机电时间常数 Tm,因而电 流的调节过程往往比转速的变化过程快得多,也就是说,比反电动势 E 的变化快得多。 反电动势对电流环来说只是一个变化缓慢的扰动作用, 在电流调节器的调节过程中可以 近似的认为 E 不变,即△E=0。这样,在设计电流环时,可以暂不考虑反电动势变化的 动态作用,而将电动势反馈作用断开,从而得到忽略电动势影响的电流环近似结构图。 再把给定滤波和反馈滤波两个环节等效地移到环内。最后,Ts 和 Toi 一般比 Tl 小的多, 可以当作小惯性环节处理,看作一个惯性环节,取 T∑i=Ts+Toi。 首先应决定要把电流环校正成哪一类典型系统,电流环的一项重要作用就是保持电 枢电流在动态过程中不超过允许值,因而在突加控制作用时不希望有超调 ,或者超调量 越小越好。从这个观点出发,应该把电流环校正成典Ⅰ系统。可电流环还有另一个对电 网电压波动及时调节的作用,为了提高其抗扰性能,又希望把电流环校正成典Ⅱ系统。 一 般情况下,当控制对象的两个时间常数之比 TL/T∑I ≥10 时,典Ⅰ系统的抗扰恢复时间还 是可以接受的。因此,一般多按典Ⅰ系统来设计电流环[6]。 本设计因为 δ i% ≥5%且 TL/T∑I =23.98/6.7<10。所以 按典Ⅰ系统设计,选 PI 调节 器,其传递函数为:W ASR ( s ) ? K s ? i 式中 Ki—电流调节器的比例系数
s ?1
i

?

? i —电流调节器的超前时间常数。
为了让调节器零点对消掉控制对象的大时间常数极点,选择 ? i =TL, 则电流环的动
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态结构图可以化简为图 3-6:

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U i* ( s )

?

?

?

KI s (T?i s ? 1)
电流环简化成典Ⅰ系统

I d (s)

图 3-6

参数计算: 按所用运算放大器取 R0 =20K ? , Ti ? 0.035s ,电枢回路总电阻 R=20 ? ACR 积分时间常数 Ti ? TI ? 0.035s , Toi ? 0.005s 电流环开环增益:要求 ? i ? 5% 时应 取 KI T?i ? 0.5 因此

K I ? wci ?

0.5 0.5 ? ? 74.6 T? n 0.0067
Ti R 0.035* 20 ? 74.6 * ? 2.6 ?K s 0.5 * 40

于是,ACR 的比例系数为 K i ? K I * 计算控制器的电阻电容值

Ri ? K i R0 ? 2.6 * 20 ? 52K? ,取 50K ?
Ci?
C oi ?

Ti 0.035 ? ? 0.7 ? F Ri 20 *103
4Toi 4 * 0.005 ? ? 1?F R0 20 *103

如图 3-7 所示,为电流调节器的结构图。

图 3-7 电流调节器的结构图

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3.2.4 速度调节器设计

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在设计转速调节器时,可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。 为此,需求出它的等效传递函数:

W
近似条件:

cli

( s) ?

I

U ( s)

d * i

( s)

I

U ( s)

d * i

( s)

?W

cli

( s)

1 ?

?

?

?

2T ?i s ? 1

W

cn

?

1 1 ? 3 2 T ?i 5T ?i

用电流环的等效环节代替电流闭环后, 整个转速调节系统的动态结构图如 3-8 (a) 所示。把给定滤波和反馈滤波环节等效地移到环内,同时将给定信号改为 U*n(s)/α;再 把时间常数为 Ton 和 2T∑i 的两个小惯性环节合并起来,近似成一个时间常数为 T∑n 的惯 性环节,且 T∑n=Ton+2T∑I,,则转速环结构图可转化成图 3-8(b) 。

* Un (s)

1 T on s ? 1

? ?

ASR

U i (s)

1/ ? I d (s) 2T?i s ? 1 ?

?

I dL ( s)

R CeT m s

n( s )

? Ton s ? 1

a)
* Un (s) ? ? ?

ASR

? /?
2T?n s ? 1

I d (s)
?

? I dL ( s )

R CeTm s

n( s )

b)

图 3-8 转速环的动态结构图

要把转速环校正成典型Ⅱ型系统,ASR 也应采用 PI 调节器,其传递函数 为 式中
s) ? WAS( R

? s ?1 K ? s
n n n

Kn—转速调节器的比例系数; τn—转速调节器的超前时间常数。

转速调节环选用典型Ⅱ型系统的原因:
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1). 系统在负载扰动作用下,动态速降要小。 2). ST 饱和时,速度环退饱和超调量不大。 3). 速度环基本上是恒值系统。 参数计算: 按所用运算放大器取 R0 =20K ? 电流反馈系数: ? =0.5v/A 转速反馈系数: ? =0.007v·min/r Ce =0.132v·min/r Tm =0.18s 电枢回路总电阻 R=20 ? T?n =0.0234s Ton ? 0.01s

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Tn — 转 速 控 制 器 的 积 分 时 间 常 数 T?n ? Ton ? 2T?i
Tn ? hT? n ? 0.117
根据公式

Tn ? hT?n

一 般 选 h=5

Tn ? RnCn Ton ?

1 R0Con 4

Kn ?


? h ? 1? ? CeTm
2h? RT?n

经计算得出 K n = 2.17 转速控制器电阻电容值

Rn ? K n R0 ? 2.17 * 20 ? 43.4K? 取 50K ?
C n? Tn 0.117 ? ? 2.3? F Rn 43 * 103

Con ?

4Ton ? 2? F R0

如图 3-9 所示,为转速调节器的结构图。

图 3-9 转速调节器的结构图

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第 4 章 系统实验验证
4.1 系统结构框图

图 4-1 系统结构框图

4.2 系统工作原理
速度给定信号 G,速度调节器 ASR,电流调节器 ACR,控制 PWM 信号产生装置 UPM 脉宽调制器, DLD 单元把一组 PWM 波形分成两组相差 180°的 PWM 波, 用于控制两组臂。 G 用以输出 0~15V 直流给定电压,UPW(脉宽调制器)采用 SG3525 芯片和部分外围 电路构成。 SG3525 是一种专用脉宽调制器控制电路, 通过改变外接电阻和电容的数值, 可以产生不同频率的方波信号。 改变给定端电压, 可以改变输出方波的占空比, 作为 PWM 变换器的控制信号。GD 的作用是形成四组隔离的 PWM 驱动脉冲;PWM 为功率放大电路, 直接给电动机 M 供电。这样通过改变给定电压就可以对电动机调速了。 DLD 逻辑延时单元,对 PWM 控制信号进行延时和整形。当被驱动电路为双极式 工作制时,为了避免同一相上、下两只功率管直通,需要驱动信号有死区,DLD 单元 即用来产生具有死区的驱动控制信号。 DZS 为零速封锁器, 其输出控制 ASR 和 ACR, 当调速系统给定电压为零时确保电动机转速为零, 避免运算放大器因零点漂移造成电动 机不能停车。FA 限制主电路瞬时电流,过流时封锁 DLD 单元输出;电流反馈调节单元 CFR;速度反馈调节 SFR。 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用,在系统中设置了两个调节器,分别调节 转速和电流,二者之间实行串级连接 .把转速调节器的输出当作电流调节器的输入 ,再用
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电流调节器的输出去控制 PWM 变换器的触发装置。从闭环结构上看,电流调节环在里 面,叫做内环;转速调节环在外面,叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系 统。为了获得良好的动、静态性能,双闭环调速系统的两个调节器一般都采用 PI 调节 器, 转速调节器 ASR 的输出限幅电压是 Unmax, 它决定了电流调节器给定电压的最大值; 电流调节器 ACR 的输出限幅电压是 Uimax,它限制了 PWM 变换器输出电压的最大值。

4.3 系统单元调试
4.3.1 基本调速 ①速度调节器(ASR)和电流调节器(ACR)的调零 把调节器的输入端 1、2、3 全部接地,4、5 之间接 50K 电阻,调节电位器 RP3,使 7 端输出绝对值小于 1mv。 ②速度调节器(ASR)和电流调节器(ACR)的输出限幅值的整定 在调节器的 3 个输入中的其中任一个输入接给定,在 4.、5 之间接 50K 电阻、1uF 电容,调节给定电位器,使调节器的输入为-1V,调节电位器 RP1,使调节器的输出 7 为+4V(输出正限幅值) ;同样把给定调节为+1V,调节 RP2,把负限幅值调节为-4V。 ③零速度封锁器(DZS)观测 首先把零速封锁器的输入悬空,开关 S1 拨至“封锁”状态,输出接速度或者电流 调节器的零速封锁端 6,无论调节器的输入如何调节,输出 7 始终为零。把面板上的给 定输出接至零速封锁单元其中一路,另一路悬空,增大给定,测量零速封锁单元输出端 3:给定的绝对值大于 0.26V 左右时,封锁端 3 输出-15V;减小给定,给定的绝对值小 于 0.17V 左右时,封锁端 3 输出+15V。把给定加到另一路进行同样的操作。 4.3.2 脉宽发生单元的整定

把电机、 直流电源等接入系统, 系统接成开环, 脉宽发生单元的输入悬空或者接地, 调节偏移电压电位器,使电机处于停止状态(若要达到更好的闭环效果,调节偏移电压 电位器,使通过电枢的直流电流低于 0.02mA)用双踪示波器观测脉宽发生单元的测试 点 1、2 和 3、4 的波形,此时的 1、2(3、4)的占空比接近相同(占空比为 50%左右) 。 观测同一组桥臂(1、2 或者 3、4)之间的死区。

4.3.3 转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定 把电机、220V 直流电源接入系统,系统接成开环。把正给定接入脉宽发生单元,
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调节给定,使转速稳定在 1600rpm,调节转速反馈调节器中的 RP1,使 3 端输出的电压 为-4V。加大负载,使电机的电枢电流稳定在 1.3A,调节电流反馈调节器,使电流反馈 调节器 3 端输出的电压为+4V。

4.4 实验结果
4.4.1 开环机械特性测试 把电机、直流电源,接入系统,电动机、发电机加额定励磁。缓慢增加给定电压 Ug,使电机升速,调节给定电压 Ug 和负载 Rg 使电动机(DJ15)的电枢电流 Id=1.1A,转速 达到 1200rpm。 在测试过程中逐步增大负载电阻 Rg 的阻值(即减小负载)就可测出该系统的开环 外特性 n=f(I2) ,将其记入下面的表格: n(rpm) I(A) 1200 0.3 1176 0.4 1153 0.5 1136 0.6 1123 0.7 1108 0.8 1080 1.0 1148 1.3 1032 1.5

然后将电机反转,增加给定 Ug(负给定)使电机反向升速,调节给定电压 Ug 和负 载 Rg 使电动机(DJ15)的电枢电流 Id=1.1A,转速分别达到-1200rpm。 在测试过程中逐步增大负载电阻 Rg 的阻值(即减小负载)就可测出该系统的开环 外特性 n=f(I2) ,将其记入下面的表格: n(rpm) I(A) 1200 0.3 1175 0.4 1150 0.5 1130 0.6 1125 0.7 1105 0.8 1085 1.0 1150 1.3 1030 1.5

图 4-1 开环机械特性曲线

4.4.2 闭环系统调试及闭环静特性测定 直流电压输入为 300V 的情况下,发电机输出首先空载,从零开始逐渐调大给定电
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压 Ug,使电动机转速接近 1200rpm,然后在发电机的电枢绕组接入负载电阻 Rg,逐渐 增大电动机负载(即减小负载的电阻值) ,直至电动机的电枢电流 Id=1.1A,即可测出 系统静态特性,测定 n=f(Id)并记录于下表中: Id(A) n(rpm) 0.3 1208 0.4 1208 0.5 1208 0.6 1207 0.7 1209 0.8 1210 0.9 1214 1.0 1216 1.1 1215

改变电机的转向,重复上述的步骤: n(rpm) n(rpm) 0.3 1200 0.4 1197 0.5 1193 0.6 1193 0.7 1200 0.8 1203 0.9 1205 1.0 1210 1.1 1215

再降低给定电压 Ug,再测试 800rpm 的静态特性曲线,记录于下表中: Id(A) n(rpm) 0.2 800 0.3 801 0.4 801 0.5 801 0.6 800 0.7 800 0.8 799 0.9 799 1.0 802

图 4-2 闭环系统特性曲线

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结束语
“PWM 双闭环直流调速系统” 的设计 ,是在 DJDK-1 型电力电子技术及电机控 制实验装置上进行的。 测定直流电动机的各项电气参数和时间常数, 并应用经典控制理 论的工程设计方法设计转速和电流双闭环直流调速系统。 以 SG3525 为核心实现 PWM 脉 宽调速,形成无静差的转速电流双闭环控制。

PWM 双闭环直流调速系统,具有调速简单、调速范围大、精度高、速度平稳、电流 脉动小、电机温升低等优点,使调速各项性能指标大为提高。

纵观整个设计, 经典部分是已学过的知识, 通过毕业设计深入理解了工程设计方法, 扩展了知识面,各门课程综合应用,收益颇多,使我对直流调速系统的控制有了更深的 认识。但由于理论水平有限,仍有许多不足之处有待解决。

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致 谢
首先要感谢我的指导老师—郭老师。 在郭老师的悉心指导下, 我才得以顺利的完成 本次毕业设计。 她从最初就为我们制定了周密科学的工作任务安排, 每次都很认真的查 看我们的工作日志完成情况,对于我们的提问也总给予耐心的解答。 我还要感谢同组的同学,跟他们一起讨论相关的课题,使我的思路得以极大的开阔, 并能发现自己在某些内容上的欠缺。 另外, 我也深深的感受到了同学间的互相帮助和友 谊。这也是我顺利完成毕业设计的一大动力。 还有许多在论文完成过程中给予我帮助的人, 在此不一一列举了, 一并表示最衷心 的感谢。

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参考文献
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DJDK-1型电力电子技术及电机控制试验装置实验指导书 夏得砛,翁贻方.自动控制理论.第2版.机械工业出版社,2007 陈伯时.电力拖动自动控制系统.第 2 版.机械工业出版社,2003 王兆安,黄俊.电力电子技术.第 4 版.机械工业出版社,2007 杨兴姚.电动机调速的原理及系统.北京水利电力出版社,2003 刘军.孟祥忠.电力拖动自动控制系统.机械工业出版社,2007 王华强. 直流电机调速系统的工程设计方法的探讨. 荆门职业技术学院学报. 2002 吴守箴,藏英杰.电气传动的脉宽调制控制技术[M] .机械工业出版社,1995 戴广平.电动机变频器与电力拖动. 中国石化出版社,1999

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