当前位置:首页 >> 信息与通信 >>

BUCK型DCDC开关电源芯片的设计与实现


西安电子科技大学 硕士学位论文 BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现 姓名:樊继斌 申请学位级别:硕士 专业:微电子学与固体电子学 指导教师:刘红侠 20090101

摘要

摘要
DC/DC开关电源以其高效率、集成度高的特点在便携式电子产品中得到了 广泛的应用。随着集成电路技术的发展,结构复杂但性能更好的峰值电流模式 PWM DC/DC开关电源变换器已经成为市场的主流。 本文介绍了降压型DC/DC开关电源变换器的拓扑结构与基本原理,重点分 析了降压型DC/DC变换器在各种模式下的工作原理,分析比较了它们各自的优 缺点。同时还对降压型DC/DC开关电源变换器的开环不稳定性、斜坡补偿及系

统频率补偿进行了研究。
本文设计了一款基于BCD工艺的单片BUCK型DC/DC变换器芯片。采用峰 值电流控制模式,内部时钟频率为380kHz,集成功率管,具有欠压保护、过温 保护、过流保护等功能。文中对该变换器芯片的主要功能模块如:基准电压电

路、过温保护电路、比较器、误差放大电路、振荡电路与斜坡补偿电路、自举
电路、欠压保护电路、电流检测电路等进行了设计并给出了仿真验证结果。 通过Hspice对变换器芯片应用电路的仿真,验证了设计的基于BCDI艺的单片 BUCK型DC/DC开关电源芯片达到了设计的各项指标。芯片工作静态电流为

23衅、效率可达95%,可应用于分布式电源系统、DSL调制解调器、电池充电
器等。该芯片已流片成功,芯片版图面积为1.3pxn×1.3¥xrn。

关键词:

BCD工艺DC/DC脉冲宽度调制

电流模式

ABSTRACT

AB STRACT

DC/DC switch mode regulator has been widely used all

over

the world for the

virtues of high conversion efficiency and high integration.As the progress of integrated circuit technology,the peak current mode

PWM

DC/DC switch mode of the

regulator谢m

complex structure has become the mainstream

market because of its better

performance.
This paper studies the basic principles of buck DC/DC converter and the focuses
on

topology.It

the

analysis
and

of the buck DC/DC converters in



variety of modes of and

operation principle,

analyzes

their respective

advantages

disadvantages.
of system is

Open-loop instability,slope compensation and frequency also investigated. This

compensation

paper

designs



buck DC/DC switch mode

regulator

with the BCD process.

The peak current mode is used.Its clock frequency is 380 kHz with internal power

MOSFET swish,with the function of under-voltage

protection,over-temperature

protection and over-current protection.In this paper,the main function modules of the
converter such as:reference
error

circuit,over-temperature
current sense

protection circuit,comparator,

amplifier,oscillator circuit with the slope compensation circuit,driver circuit,

under-voltage lockout circuit,and

amplifier

are

designed。Meanwhile,
prospective value is

simulation researches
achieved.

are

done for each

cell in cadence

and

Based
simulation

on

the application circuit of the converter,the

tests are accomplished by

the
call

software—Hspice.The results
reach 95%.It
SO

show that all of the electrical characteristics

meet the specifications.The coBverter is characterized by 23 rtA shutdown mode,its efficiency
Call call

be used Distributed Power Systems,DSL modems,


battery chargers,and

on.The design chip has been taped out with

BCD process,the

corresponding layout area is 1.3

rtm×1.3岬.
PWM
Current-Mode

Keyword:BCD process

DC/DC

西安电子科技大学 学位论文独创性(或创新性)声明
秉承学校严谨的学风和优良的科学道德,本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知,除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外,论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成

果;也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说
明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处,本人承担一切的法律责任。

本人签名:墓丝亟

西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明
本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定,即:研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保
留送交论文的复印件,允许查阅和借阅论文;学校可以公布论文的全部或部分内

容,可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证,毕业后 结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。
(保密的论文在解密后遵守此规定)

本人签名:笠墨兰塑
导师签名:

龟≯

醐郴
日期垄夕:!:兰墨

第一章绪论

第一章

绪论

本章首先简要分析了课题的背景和电源集成电路发展的状况,阐述了DC/DC 电源的特点及发展方向,最后介绍了论文的主要工作及体系结构。

1.1课题的背景及开关电源研究现状
电源管理(Power Management)芯片是电源管理技术与半导体结合而形成的一

类产品。对于电路管理IC这个名称,有人称之为Power
Power

Supply

IC,也有人称之为

IC。电源技术是与现代控制理论、微电子技术、材料科学等许多领域密切相

关的--1"3多学科互相渗透的综合性技术,它对现代通讯、电子仪器、计算机、及 某些高新技术起着非常关键作用。无线多媒体通信和计算市场的迅猛发展既对电
源提出了越来越高的要求,同时也为电源以及电源管理IC发展注入了一股强劲的

动力。数字IC技术在工艺微缩后对电压、电流变化的容忍和保护日益重要,不同 的IC需要不同的供应电压,这就促成对更多电源管理IC的需求。随着手机、PDA、
数码相机和MP3等以电池供电的便携式设备中彩屏、Java游戏、内置CMOS镜头、 GPS等各种功能的整合,电力需求和电池寿命也成设计必备要素,电源管理IC的

地位可以说是越来越显重要,如何设计高效的电源管理已经成为一项挑战。 近年来,DC/DC开关变换器以其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、 重量轻、灵活的正负极性和升/降压方式等优点,广泛应用于电子产品中,如笔记 本电脑、移动电话、寻呼机、PDA等。随着对电源管理效率要求的不断提高,便 携式设备中的电源变换从以往的线性电源(如LDO)逐渐走向开关式电源(如 DC/DC),开关式电源内部关键元器件工作在高频开关状态,本身消耗的能量很低,
电源效率可达80%以上,比普通线性稳压电源提高近一倍【11。 我国开关式电源产

业近年来发展较快,有一些本土IC设计企业的设计水平已经取得了长足的进步, 在技术上已达到较高的水平,但是在正向设计的经验上,以及在技术高度和复杂 度等方面还落后于国际领先企业,国外开关式电源设计企业在中高端产品市场仍
然是主导。

图1.1为2007年中国电源管理芯片市场产品结构副21,可以看出DC/DC开关
式电源在电源管理市场占据了相当大的比重。图1.2为中国电源管理芯片市场品牌 结构图,可以看出国外开关电源芯片公司仍然是中国开关电源市场的主力军和领 导者。

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

图1 1中国电源管理芯片市场产品结构图

图I 2中国电源管理芯片市场品牌结构图

兰皤
盏 ‘一蒜:



1.2开关式电源的分类及发展方向
开关式电源是利用现代电力电子技术,控制开关晶体管开通和关断的时间比 率,维持稳定输出电压的一种电源。开关式电源可分为AC/AC电源、DC/DC电源、 AC/DC电源和DC/AC电源,应用最广泛的就是DC/DC开关式电源。DC/DC开关 式电源分为电感式开关电源和电容式开关电源。 t.电感式开关电源 电感式开关电源是利用电感作为主要的储能组件,为负载提供持续不断的电 流,通过不同的拓扑结构可以完成降压、升压和负压的功能。 电感式开关电源具有非常高的转换效率,其工作时主要的电能损耗包括:1) 内置或外置MOSFET的导通损耗,主要与占空比和MOSFET的导通电阻有关;2) 动态损耗,包括功率MOSFET同时导通时的开关损耗和驱动MOSFET开关电容的 电能损耗,主要与输入电压和开关频率有关;31静态损耗,主要与Ic内部的漏电 流有关。 在负载电流较大时,上面的损耗都相对较小,故电感式开关电源可以达到95% 的效率。但是在负载变小时,这些损耗就会相对变大而影响转换效率。 电感式开关电源的缺点是电源方案的整体面积较大(主要是电感和电容),输出 电压的纹波较大,在PCB布板时必须格外小心以避免EMI
fElectro Magnetic

Interference)。提高开关频率可以有效的减小电感和电容的体积及输出电压纹波。

2.电容式开关电源——电荷泵
电荷泵是利用电容作为储能组件.内部的开关管数组控制电容的充放电。为 减少由于开关造成的EMI和纹波,很多设计采用双电荷泵的结构。电荷泵可以完 成升压、降压和负压的功能。

第一章绪论

由于电荷泵内部电路结构的原因,当输出电压与输入电压成一定倍数关系如2 倍或1.5倍时,最高的效率可达90%以上。但效率会随着两者之间的比例关系而变

化,也会低至70%以下,应尽量利用电荷泵的最佳转换工作条件。由于储能电容
的限制,其输出电压一般不超过输入电压的3倍,而输出电流不超过300mA。 电荷泵特性介于LDO(10w
dropout

regulator)和电感式开关电源之间,具有较

高的效率和相对简单的外围电路设计,EMI和纹波居中,但有输出电压和输出电 流的限制。

开关式电源被誉为高效节能电源,它代表着稳压电源的发展方向,现在己成
为DC/DC稳压电源的主流产品。世界领先的著名半导体大公司纷纷加大对性能的

电源管理集成电路设计的投入并推出新型产品。近年来,开关式电源朝着提高集成 度、提高效率、提高控制精度和小型轻量化飞速发展【l】【31。 1.提高集成度。早期的开关变换器电源系统以分立元件构成为主。上世纪90 年代中、后期,出现了由控制芯片、功率开关管和电感电容元件组成的PowerIC。 由于方便地实现了功率调节、远程控制等功能,以及体积、重量的大幅度降低, 功率集成电路顺应了现代便携式电子设备对电的需求,并因此得到了广泛应用和 快速发展。集成开关电源在通信行业、工业自动化、汽车制造业、航空航天技术
等领域中成为电源设计的主流,代表着稳压电源的发展方向,被誉为高效节能电

源。发展到今天,功率集成电路控制芯片把控制电路和功率开关集成到一起,外 部仅需少量的电感、电容元件就可方便地构成开关电源。可以预期,随着电感元 件在芯片上集成技术的日渐成熟,开关电源系统的集成度会更高。
2.提高电源转换效率。提高电源的转换效率意味着降低电源的损耗。开关变 换器的开关损耗主要包括:1)开关器件导通时,电流流经开关的导通电阻,产生导

通损耗;2)开关器件在导通、截止之间转换时,开关管的栅源电容充放电引起的开 关损耗。针对减少这两项损耗,分别发展了同步整流技术和软开关技术。 同步整流技术采用MOSFET代替整流二极管,由于MOSFET的导通电阻很低, 只有几十聊Q,整流元件的导通损耗大大降低,提高了转换效率。同步整流技术尤 其适宜应用在低电压、大电流的场合。
PWM(Pulse.Width Modulation)开关拓扑架构:在功率开关导通、关断的瞬间, 利用辅助开关造成主开关管零电压或零电流开通或关断,而在非开关时间电路仍 以PWM方式工作,因此主电路电压、电流幅值仍与传统PWM变换器相同。这种技 术的另一个优点是它的零电压、零电流开关条件不受输入电压和负载变化的影响。

特点是电压、电流变换过程中没有波形交叠,使开关损耗近似为零,从而提高系 统的电源转换效率。软开关技术适用于开关频率较高的应用场合。 另外,还有低功耗待机、远程关断、轻载时自动降低开关频率等提高转换效率
的措施。



BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

3.提高控制精度。开关变换器的控制方式由最初的电压单环反馈控制发展为

电压与电流双环反馈控制,其中基于平均电流控制的PWM控制技术能实现对电感
电流平均值的精确控制,己成功应用在功率因数校正电路中。此外,还出现了电 荷控制技术等。

4.小型轻量化。开关电源的体积越来越小。随着集成度的提高,开关电源所 需要的外围元件越来越少:随着开关频率的提高,系统所需要的电感、电容元件 值降低,电感、电容元件占用的体积减小。此外还出现了由同一个输入电源实现 多路电源输出的拓扑结构。多路输出电源可以通过并联或串连方式实现。采用单 输入多输出DC/DC变换器可有效减少整机体积,是实现整机综合性能优化的措施。 总体来讲,目前开关变换器发展的技术趋势为:高频化技术、软开关技术、
PFC(Power Factor Correction)技术、模块化技术以及低输出电压技术等。

1.3论文主要工作及体系结构
本论文结合公司项目和当今电源管理的发展趋势,设计了一款高效率、集成

功率管的降压型开关电源转换芯片,可输出2A的电流,同时静态电流仅为23衅,
最大程度地延长了便携式应用中电池的使用寿命,具有很好的线性与负载调整率。 该芯片还包括过流保护、过温保护、欠压锁定、待机、软启动等辅助功能。 本论文的主要工作是完成DC/DC芯片的设计与仿真,主要工作有: ①对开关电源的工作原理及系统性能进行研究; 0以目前较先进的DC/DC电源芯片为基础,进行DC/DC电源芯片模块电路
的设计;

o对设计的模块电路及系统使用Cadence软件进行功能仿真,验证DC/DC电 源芯片的设计指标。 本论文的结构安排按照项目工作内容及进度,主要内容有: 第一章是绪论,介绍了课题背景及开关电源的研究现状;第二章对BUCK型 DC/DC开关电源芯片的工作原理、拓扑结构、工作模式以及系统稳定性进行了分 析;第三章对BUCK型DC/DC开关电源芯片的各模块电路进行了设计,并使用
Cadence软件对重要模块电路进行了功能仿真与验证;第四章对芯片进行了系统的

各项指标仿真:第五章进行了全文总结,提出了自己对开关电源发展的一些想法。

第二章BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理

第二章

BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理

本章首先对降压型开关电源的拓扑结构、工作原理、控制模式进行了介绍。重 点分析比较了PWM模式下的电压模式和电流模式,对系统的稳定性进行了研究,
得出使用斜坡补偿与系统频率补偿来解决系统的稳定性问题。

2.1

BUCK型DC/DC开关电源的基本原理

2.1.1拓扑结构 BucK型Dc/Dc开关电源的基本拓扑结构如图2.1所剥21,由功率开关管Q、储
能电感L、续流二极管D、滤波电容C及负载电阻R组成。功率开关管Q的栅极驱动 信号是周期为T的方波信号(方波信号由控制回路提供)。




P{

T l -D r 1


"上l--





图2.1 BUCK型DC/DC变换器基本拓扑结构

当方波信号为正半周期时,功率开关管Q导通,续流二极管D反偏截止,此时 电感L充电,电流t增加,负载电阻R上流过电流乇,当t>iD时,电容C处于充电

状态:若忽略开关管上的压降,由屯=了1少(f皿可得:

哮=‰一Vo叮(2-1)
其中‰,%盱认为是稳定常量,假定f=0时电感中的初始电流为乇,由式(2.1)
可得:

L(iL—io)=(‰一Vo【,r)t

(2-2)

当方波信号为负半周期时,功率开关管Q截止,由于通过储能电感L的电流不

能突变,所以在电感L两端感应出左负右正的自感电势,使续流二极管D导通,电 感电流之将通过二极管D续流,此时,t将减小,当屯<fo时,电容C处于放电状态,



BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

维持乇、%盱不变。若忽略二极管的导通压降,则有如下关系:

鲁一孚(2-3)
——==一——=== dt L

电感L中的电流f,,在开关管开启时上升,而在开关管关闭时下降。若在这样

一个周期T中,f,下降到零,并在之后一直保持为零,则开关电源工作在DCM
(Discontinuous
Current

Mode),否则工作在CCM(Continuous

Current

Mode)下。由

于输出电压低于输入电压,因此称为降压型变换器【4】。

2.1.2工作模式
BUCK型DC/DC开关电源的工作模式有CCM及DCM。如图2.2所示,在CCM模 式中,电感电流始终不为零,而在DCM模式中,电感电流在开关周期中有一段时

间保持为零。当负载电流变化时,芯片有可能经历在CCM和DCM之间的转换,输 出级的频率响应也会随之改变。若采用CCM,电感电流是连续的,而且不会接近 零;若采用DCM,电感电流是断续的,而且在开关进行时的某一时段内会变为零。 随着负载电流的下降,转换器会在下降轨道上的某一点fl目CCM转为DCM[51。具体
关系如图2.2所示。
∥毛“






正I

, —‘

|‘



ID







正-







(a)CCM模式 图2.2 CCM模式和DCM模式

(b)DCM模式

设开关周期为T,开关管开启时间为D,T,二极管导通时间为D2T,D,为开关 管导通占空比,D2为二极管导通占空比。对于CCM模式,D-+D2=1;对于DCM

第二章BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理



模式,Dl+D2<I,开关管和二极管都截止的时I司为(1一Di—D2)T。

开关管导通时,电感电流线性上升,其上升量屯。为:

l‘Li"--rr气挚=—(Vm-TVoo-r一)DiT(2-4)
l。L2

开关管关闭时,电感电流线性下降,其Tt绛i&:为:

在稳态状态下,t在每个周期的末尾和开始必须相等,因此

r矿竽西=TVo咿D2T(2-5) 坠孚型=丁VovTD2T(2-6)
%叮=去‰
(2-7)

整理可得

CCM模式

开关电源工作在CCM模式下时,q+D2=l,因此

voc,r=D1‰
其电压增益M为

(2-8)

M:簪:Dl(2-9) ‰


可见,输出电压%叩随占空比Dl变化,当BUCK型变换器工作于CCM模式 时,电压增益仅由占空比q决定,变换器具有很好的控制特性。
DCM模式

当电感L较小,负载电阻R较大,或T较大时,会出现电感电流

已下降到零,而新的周期却尚未开始的情况,当新的周期到来时,电感电流将从

零开始上升,此时变换器作-a-于DCM模式。开关电源工作在DCM时,初始电流乇=o,

在开关管Q开启后电感电流屯可上升到的最大值k,可由式(2—2)得到: k=.Vm-V。trr(fD —tI皿 "11)01-2


DCMT的输Ikl电流厶就是电感电流屯三角波形下的面积,表示如下:

易=i(日+砬)k=了 易=j1(日+砬)k=TVouT(2-11)
根据式(2.10)和(2.1 1),整理可得:

Vou'/,-—卫簪一(2-12)
Dl+——二二一 RT(D,+D2)


BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

其电压增益M为: M

2百Vour ‰

2iIDl
n士

兰生 ‘nr(D,+4)

(2_13)
、 。

当变换器工作于DCM模式时,q+岛<1,由式(2—7)P-]矢N,其电压增益大于 CCM模式的电压增益,但由于此时控制特性不明显,而且会带来较高的峰值电压 和峰值电流等不安全因素,因此,在变换器的设计中,最好应避免变换器工作于
DCM模式‘61。

CCM模式与DCM模式的临界条件

当变换器处于CCM模式和DCMI瞄界条

件时,仍然满足q+岛=l,若在给定电感L、%盱、‰的情况下,由

t。:屯::掣可计算发生DcM的临界输出电流厶为:
由式(2—14)可得,

易=孚=圭铲1VotrrrD2T=—Votrr矿(1-D,)T(2-14) 三:型:—(1-D—,)T 一=——_=L一=一 当争半时,系统工作于ccM模式,当三R<半时,系统工作于
(2-1Z 5)

●一I)I

DCM模式。电感L越小,‰越大,越容易进入DCM状态[71。

2.1.3控制模式
为将开关电源输出稳定在一定值,需要有控制模块对输出进行调整,也就是 控制开关管的开启和关断。开关电源控制模式按调制方式可分为:PFM(Pulse
Frequency

Modulation)、PwM和PFM/PwM混合调制模式【81。各种调制方式都有其

优缺点,可根据实际需要选择。

1.PFM 脉频调制通常为固定导通时间,调整脉冲频率来调制占空比。PFM的常用工作 方式有:经典PFM,也就是跨脉冲调制,通过固定时钟为50%的占空比,由电压 反馈实现开关频率的控制。当输出电压低于一定值时,固定时钟将控制开关开启
与关闭,直到输出上升到调整值;当输出高于调整值时,开关管将关闭直到输出 下降到调整值以下。这种模式的电感选择比较复杂,而且电压纹波很大,噪声频

第二章BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理



谱随负载变化大。电流限制PFM,不同于PFM调制,运用峰值电感电流限制和一 个最小关闭或最大开启时间。一旦输出电压低于调整值,开关管将开启直到电感

电流大到设计值,此时开关管将关闭一定时间,电感电流开始下降,当该段时间 结束时,反馈电路通过对输出采样,比较输出电压此时是否低于调整值,若低于
则开启开关管,否则继续关闭开关管。由于电流限制PFM的电感电流峰值固定,

电感容易选择,纹波相对与经典PFM小,但噪声频谱仍然随负载变化。

2.PWM
脉宽调制指固定时钟频率,通过调节开关管控制信号的占空比实现对输出电压 的调整。PWM技术在较宽的负载范围内都具有较高的效率,因为频率恒定,噪声 频谱相对窄,利用简单的低通滤波技术就可以得到纹波电压很低的输出电压【引。因

此,PWM技术普遍应用于POWER IC及通信技术中。PWM调制方式根据反馈采样
的不同可分为电压模式和电流模式。 电压模式

电压模式是最早应用于开关电源的一种控制模式,只有一个电压

反馈环,其原理图如图2.3所示【91。

图2.3电压控制模式原理图

在电压模式控制中,输出电压都是被单独检测和直接控制的。对负载电流变 换的调整过程是:电流变化引起输出电压的微小变化,而误差放大器会探测到这 个变化并调节开关管的导通时间以保持输出电压恒定。电压模式并不直接探测输
出电流。

传统的电压型PWM控制原理如下:输出电压VoUT经过分压后送入误差放大

器的反相输入端,误差放大器的同向输入端为精密温度补偿基准(‰f)电压。两者
通过误差放大器的输出VEA与控制器内部振荡器产生的锯齿波电压通过PWM比

较器进行比较,产生控制开关晶体管的方波信号。功率开关管Ml、采样网络、误

10

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

差放大器、PwM比较器构成一个电压负反馈。直流输出电压由于输入电压或负载 情况变化产生波动时,误差放大器输出电压V队将调整,与锯齿波的交点发生变化,

使输出电压从%叮=‰‰/T保持不变。M1导通时间的改变使采样电压总是等于
基准电压Vref,即

%w:(学)%=(.学)%(2-16)
1匕“2

电压模式控制只响应输出(负载)电压的变化,这就意味着变换器为了响应负载 电流或输入电压的变化,它必须“等待’’负载电压的相应变换。这种等待/延迟会
影响转换器的稳压特性。

电压模式控制具有以下优点:(1)单环控制,设计简单;(2)较大的斜坡幅度将 提供良好噪声裕度;(3)低输出阻抗有利于多输出。同时具有以下缺点:(1)响应慢;
(2)补偿复杂。 电流模式

针对电压模式控制的缺点,电流模式控制得到了发展,电流模
Control

式控制可分为PCM(Peak
Current

Mode)和以其为基础发展起来的ACM(Average

Mode),通常情况下所指电流模式为峰值电流模式控制。图2.4为峰值电流

模式控制原理图【10】,这里PWML匕较器的输入端由电压模式控制中的斜升电压,换 成对开关管电流采样值所转换成的电压,因而电流模式控制是双环控制,一个是 检测输出电压的电压外环,一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流
内环,电流内环控制电压外环。

Vref

图2.4电流模式控制原理图

其基本思想是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定,电流内环检测电

第二章

BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理

1l

感电流与之比较,再由PwM比较器的输出控制功率开关MOS管,使电感(或开关) 电流的峰值电流直接跟随电压调节器的输出变化。这样构成的电流和电压双环转
换器瞬态性能好、稳定精度高,还具有内在对功率开关电路的限流作用。

图2.4所示电流模式控制具有如下优点:(1)由于输入前馈,有较好的开环线形 调整;(2)单极点系统,具有良好的小信号稳定性能,较好补偿;(3)优异的动态特 性。缺点如下:(1)当占空比高于0.5时出现次谐波不稳定状况,需要有斜坡补偿; (2)噪声抑制差:(3)负载调整差;(4)峰值电流与平均电流有很大的误差。针对于峰
值电流模式的缺点,平均电流模式可以很好的予以抑制。

若采用电压模式控制,芯片输出级在CCM与DCM之间的边界有2个和1个极点 的变化。对于第一级及次级的系统来说,需要优化的补偿电路极为不同【11】。电流 模式结构的主要优点是无论采用DCM还是CCM,输出级的传输函数都非常相似(在 低频至中频范围内属一级)。因此,转换器采用DCM及CCM驱动较大负载时,其动
态性能不会有大幅度的波动。在电压模式中,DCM和CCM需要不同的补偿网络;

而电流模式中,DCM和CCM可以运用大致相同的补偿网络。所以,在负载变化较 大时,补偿网络无需作太大的改动,因此被本文设计的DC/DC开关电源芯片采用。

3.PFM/PWM混合调制模式
PFM/PWM混合调制模式,就是当电源芯片外部负载情况改变时,芯片内部工

作方式发生改变。PWM模式下,由于变换器开关损耗不随负载变化,效率随负载 变低而下降,在轻负载时效率很低;PFM模式下,变换器开关损耗和传导损耗随
负载电流的降低而降低,在轻负载时,总损耗很小,有较高的转换效率,而在重

负载时效率比PWM模式低。 当轻负载条件下,间歇的控制开关管的工作,以减小开关管的功率损耗。它 采用高低不同的电压门限将输出电压限制在预先设好的电压波动范围内。当输出 电压低于低门限时,唤醒控制电路,控制开关管工作,对输出电容充电。当输出 电压高于高门限时,使控制电路处于睡眠状态,同时将功率开关管Q关闭,由输出 电容提供输出能量,直到输出电压再次低于低门限。这样在轻负载条件时,功率 开关管有较长的关闭时间,从而减小了功率开关管的能量损耗,同时,系统内部 分电路可以关闭,提高了转换效率。 混合调制模式立足于负载电流的检测,当负载电流较大时,芯片工作在PWM 模式;当负载电流较小时,芯片工作在PFM模式。因此,混合控制模式在全负载 范围都有较高的转换效率,但是面临着PFM的输出噪声频谱比较宽、纹波较大、 EMI较差。此种方案是基于高转换效率前提,应避免在噪声敏感场合使用。

12

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

2.2

BUCK型DC/DC电源芯片的工作原理

2.2.1芯片的基本结构
PWM电流模式控制开关电源,由于其对电压模式的优点,得到了广泛应用。
图2.5为带斜坡补偿的降压型峰值电流模式DC/DC开关电源的功能框图。

图2.5单片BUCK型DC/DC开关电源芯片框图

其主要功能模块有:
0Internal RegulatorS(带隙基准模块):为芯片内部提供电源以及偏置电压,包

括模拟电路电源、数字电路电源、1.22V基准电压源、过温保护电路以及偏置电压
产生电路:
②Lockout

Comparator(欠压保护模块):在使能端EN输入低于一定值时,关断

芯片主要模块及功率管Ml及M2使之处于不工作状态; ④Oscillator(振荡电路):为芯片产生时钟信号和斜坡补偿信号,在芯片正常工

作情况下,其输出时钟信号频率为380kHz,在故障情况下,输出时钟信号频率为
240kHz:

@Current SenseAmplifier(电流敏感放大电路):通过采样电阻足来检测功率管

M1上的电流,进而控制Current comparator的输出信号翻转;
@Frequency Foldback Comparator(故障频率比较i1罟)-用来控制振荡电路的时钟

频率(380kHz/240kHz):

第二章BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理

13

⑥Error

Amplifier(误差放大器):通过对输出端电压的采样来为过流比较器提

供一个参考电平。当输出电压降低时,误差放大器输出电平变高,最大限流电流

将增加,输出占空LP,力D大,输出电压提高。当输出电压升高时,误差放大器输出
电平变低,最大限流电流将减小,输出占空比减小,输出电压降低;
⑦Current

Comparator(PWMbL较器模块):将采样电流与斜坡补偿电流以求和

的形式叠加后和误差放大电路的输出进行比较,输出高/低电平,控制R—S触发器的 工作状态,得到与振荡器同频的占空比可调的方波控制信号;

⑧Driver(高压驱动模块):为功率开关管Ml产生高压驱动信号,保证功率管工 作在完全导通状态; ⑦Logic(逻辑模块):整个芯片的核心控制模块,控制芯片其他各个功能模块
的工作与否,并通过控制M1和M2的通断来实现稳压输出。

2.2.2芯片的工作原理
如图2.5所示,本系统有两个反馈回路,一个是电压反馈回路,另一个是电流 反馈回路。系统开始工作时,主开关管的导通频率就是振荡器的频率,占空比最 大比值为95%。该电源芯片为电流模式的转换器,也就是说,COMP脚电压与峰

值电感电流成正比。在初始的时钟周期,功率管Ml关闭,M2导通,COMP脚电
压高于电流感应放大器的输出电压;电流比较器输出为低。直到380kHz时钟信号 的上升沿到来,

R.S触发器触发,其输出关断M2管,开启M1管,SW脚和电感

与输入电源形成通路,电感上电流不断增加并通过电流感应放大器放大,在经过 斜坡补偿后与误差放大器输出电压通过电流比较器比较。当电流感应放大器与斜
坡补偿电路的叠加信号大于COMP脚电压时,R.S触发器复位,M1被关断,M2

导通;如果电流感应放大器与斜坡补偿电路叠加信号小于COMP脚电压,时钟信 号的下降沿使R.S触发器复位。 误差放大器用来放大反馈电压与O.92V基准电压之间的差值,当FB脚电压低
于0.92V时COMP脚电压变高。因为COMP脚电压与电感电流成正比,电感电流

的增加会导致输出电压增大。M2管可以确保在轻载状态下自举电容被充电,外置 的肖特基二极管D1在MI关断的情况下承担电感上电流。 本芯片还设计了过温保护,当芯片温度超过160℃时,整个芯片的大部分电路
都是关闭的,同时Ml和M2管是关断的。 芯片的输出电压可由电压反馈电路电阻R1、R2按以下公式设定:

Vow=0.92x(1+争

(2-17)

14

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

2.2.3系统稳定性分析

1.开环不稳定性分析【12】
当负载或输入电压变化时都会造成电流的变化,当产生扰动时,系统能否稳

定工作取决于其对扰动的响应是否收敛。 电流型控制系统的收敛分两种情况,即
占空比D<0.5和D>0.5。在这两种情况下, 系统受到扰动时的稳定性表现是不一样 的,

如图2.6(a)、2.6(b)所示。若Io为没有扰动的电感电流采样初始值,△i0为上升

处的电流扰动量,△il为下降处的扰动量。△d为占空比扰动量,ml为电感电流上升 斜率,m2为电感电流下降斜率,则有如下关系: △乇=m1AdT (2—18) (2—19)

△‘=一m2AdT 在降压型开关电源中

整理可得

玛=等等 肌:一孚 △ll=一熹△l:D=啬1铖

一∥

(2-20) (2—21)

(2-22)

经过n个周期后

牛岛mfo

(2—23)

因此,当m:/,,zI<1,即D<50%时,电流误差△in将逐渐衰减到O,系统稳定; 而当m.z/nh>1,RPD>50%时,电流误差△i。将逐渐增大,将导致系统失控。电源

的抗干扰性能差,不能稳定工作。

(a)D<0.5 图2.6开环不稳定分析

(b)D>O.5

第二章BUCK型Dc/DC开关电源芯片的工作原理

15

2.斜坡补偿【13】【14】【15】
为了解决D>0.5时系统不稳定的问题,我们可以对电感电流△io上升的斜率进行

斜坡补偿,也就是加大等效的ml,实际上也就是人为地减小占空LgD,使其等效成 D<0.5时的稳定的情况。增加△io也就是增力nVs(电流反馈的电压值),实际上和减小 vc(误差放大器的输出电压值)是等效的。但是在实际应用过程中,增NVs和减小
Vc都是可以的,有时增加Vs反而比减d,vc更方便。 (1)在控制电压Vc处加入斜坡补偿电压 在控制电压Vc处叠加斜坡补偿电压形成新控制电压输入到PWM比较器的一 端,与PWM比较器另一端的电流反馈Vs进行比较。图2.7是该种补偿方法的原理波 形,m是斜坡补偿电压的斜率。

用解析几何的方法可以求出经过一个周期,△io引起的电流误差为△il为:

△‘:△fn—-m+—m2


(2-24)

。m+ml

如果能保证(一m+m:)/(所+%)<1,在经过n个周期后,Aio弓l起的电流误差△in 将逐渐衰减N0。又有根据DR=(1一D)m:,消去ml,可得到加入斜坡补偿后保证
系统稳定的条件是:

旦>(1一上) 一>I一——) 2D。


IZ-Z,l (2.25)


m2

式(2.25)说明了峰值电流控制斜坡补偿和电源系统稳定性之间的关系:1)系统 未加入斜坡补偿,臣Om=0时,稳定条件是占空比必须小于50%;2)加入斜坡补偿后, 当补偿斜坡斜率大于电感电流下降斜率的一半时,且Pm>0.5m2,在0<D<I的范围
内,式(2.25)恒成立,系统始终是稳定的。实际设计中斜坡斜率常取为m2的0.7一o.8 倍,以保证系统的稳定。

图2.7斜坡补偿示意图

16

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

(2)电流反馈Vs处加入斜坡补偿电压 图2.8是该补偿方法的原理框图【13】。通过斜坡补偿电路,在电流反馈电压上叠

加由振荡器产生的斜坡补偿电压,产生反馈电压Vs输入到PWM比较器的一端,与 PWMLE较器另一端的控制电压Vc进行比较,来控制芯片的占空比。该补偿方法与 在控制电压Vc处加入斜坡补偿电压效果等效,但是实现电路简单,因此被本文所
采用。

图2.8斜坡补偿示意图

对于斜坡补偿,斜率越大,振荡衰减越快,但补偿斜率过大,会造成过补偿。
过补偿会加剧斜坡补偿对系统开关电流限制指标的影响,降低系统的带载能力; 另一方面,过补偿会影响系统瞬态响应特性。选择斜坡补偿需根据需要折中考虑。

3.电流模式下的系统稳定性分析【16】【17】
电感L被视为恒流源,因此LC滤波器结合负载电阻RL在频域产生一个极点 石=(2zrRLCo)。1避免了谐振频率产生,增大了负载范围。同时为保证系统稳定,根
据采样定理,交越频率‰必须小于开关频率£的1/2,否则在输出中将会有很大的开 关纹波。因此,通常将‰设计为开关频率£的1/4~1/5。 系统总开环增益包括四部分:误差放大器增益AEA、脉宽调制器(含PWM比较

器)增益AM、LC输出滤波器增益AF、采样网络增益k椰lco
PWM增益是一种电压增益。分析可得该增益AM与频率无关。

Lc滤波器在谐振频率fo=(2万√厶Co)。1前,增益AF--直为1。
采样网络增益可以表示为彳。=足/(R。+足)。
系统总开环增益是误差放大器A队与其它增益之和。如果误差放大器增益始终 保持恒定,电网纹波(频率通常为120Hz)处,系统开环增益很大。为使该频率处的 纹波衰减到足够小,在此频率处的开环增益应当尽可能的大,因此在误差放大器

输出端引入补偿网络。补偿网络结构如图2.9所示【18】。

第二章BUCK型DC/DC开关电源芯片的工作原理

17

图2.9

补偿网络

当输出滤波电容含有ESR(Equivalent

Serial

Resistance)时,输出LC滤波器产生

一个左零点,增大了高频噪声的干扰,为了使交越频率‰右边的高频噪声干扰减 到最小,应使高频范围内增益降低,需要在误差放大器输出端引入一个高频左极

点以减小系统高频增益。补偿网络产生一个主极点厶。=(2万R删C1)~,这一极点
频率很低,次极点与零点分别为

厶z

2赢(2-26) f=o-2赤(2-27) 厶括:2丽1 厶?。丽1

fpolel和‰lc2的放置,直接影响系统性能。增加两者距离,会获得较大的相位 裕量;减小两者之间的距离,会更好的衰减低频纹波,并抑制高频噪声尖峰。因 此,必须在两者之间寻求最佳性能。考虑LC滤波器中输出电容带有ESR,则统计 系统主要的极零点有以下几个:

误差放大器:厶-2荔丽1
Lc输出滤波器:

石2芴熹忑‘极点)

岛2壶(零点)

以上极零点位置可以以系统交越频率£o作为参考坐标。一般取交越频率£o为开 关频率£的1/5—1/10。因为误差放大器极大的输出电阻RoEA,‰lcl一般是整个系统 的主极点,~般在大于电网纹波频率处,约为几十Hz;输出滤波器极点 石=(2xRLCo)叫取决于负载的范围,一般在小于1/lOC。处。为了补偿输出滤波器极
点引入的£肿1大小主要取决于系统的相位裕量。一般取在系统交越频率的1/4处【15】。

当输出电容cload的EsR大于一定值时,R[J{吏(2xCoResR)-1<冬时,需要引入厶括:来

18

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

减小高频噪声干扰。令厶k:=‰得到C2==《盟。零极点具体位置根据要求在 1
仿真中调节。

2.3本章小结
本章对BUCK型DC/】)C开关电源的一些基础理论背景进行了分析与讨论。基

于BUCK型DC/】)C开关电源的拓扑结构,分析了开关电源的基本工作原理以及稳 态直流分析方法。研究了开关电源的两种工作模式:CCM模式与DCM模式,给 出了CCM与DCM模式的临界条件。同时对开关电源的控制模式进行了讨论,重
点阐述了PWM调制方式下电压模式和电流模式各自的工作原理以及优缺点。介绍 了BUCK型DCO)C开关电源芯片的内部模块结构,描述了各模块的功能。对电流

模式下系统的稳定性进行了研究,重点分析了当芯片占空比大于50%I作时引起
的开环不稳定性,提出了通过添加补偿模块来保证系统的稳定。

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

19

第三章

芯片内部模块电路的设计与仿真

本章根据芯片功能及设计指标要求,基于BCD(Bipolar CMOS DMOS)T艺, 紧密结合集成电路的设计特点,对系统的每个模块电路进行了详细的分析、设计 及计算,并用Cadence Hspice仿真工具【19】㈣对各个模块电路进行了仿真验证,并
给出了验证结果。

3。l芯片主要模块的设计与仿真
本章论述芯片中主要模块的设计和仿真,其中包括基准电压源、误差放大器、 振荡电路、PWM比较器、辅助保护电路、电流敏感放大电路、自举电路等。图3.1

是某单片电流型PWM开关电源芯片框图,其中包含了各功能模块。





COMP

图3.1单片BUCK型DC/DC开关电源芯片框图

本次设计难点在于电源管理电路属于Mixed

Signal

IC。由于电源管理对效率要

求较高,同时模拟电路比数字电路的静态电流大的多,所以需要采用数字电路关 断某些时刻不需要工作的模拟电路部分。 另一难点在于内部电流信号的采样和斜坡补偿,电流采样和斜坡补偿要求准 确,以确保能达到峰值电流恒定的目的。本次设计采用的是BCD工艺,仿真采用 的软件为Cadence下的Hspice,仿真环境温度为25"C。

20

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

3.2基准电压源设计与仿真

3.2.1基准电压概述
电压基准的作用是为模拟电路提供一个不随温度变化(或随温度变化很小)的 已知幅度的固定直流电压【211。在集成系统中,实现电压基准的方法主要有:

1)利用一个当反偏时在一个已知电压处击穿的稳压二极管; 2)利用一个增强型晶体管和一个耗尽型晶体管之间的阈值(VTH)之差异; 3)用来自一个v'rA'r(与绝对温度成正比)电路的正温度相关性抵消一个PN结 的负温度相关性。 第一种方法现在已经不常用,因为稳压二极管的击穿电压一般大于在现代电
路中所需要的电平。第二种方法需要获得特殊的工艺支持。一般目前采用最多的

是第三种方法,这一方法由于其实现方法也被称为“带隙”电压基准。 带隙电压基准的基本原理是利用两个不同发射极面积(即不同电流密度AEI。) 的双极型晶体管的VBE之差与一个双极型品体管的VBE在某一个温度进行温度补 偿,得到一个在一定温度范围内变化较小的电压基准【22J。由于两个电压的温度特 性是两个非相关量,所以只能实现在某一温度上达到零温度相关性。 本芯片的带隙基准产生有:
源;

钿是3.6V的基准电压,为内部模拟电路提供电

kf是5V的基准电压,为数字电路提供电源;F34也是5V的基准,它为BS

端提供内部电源,其输出电流较大;SS是0.92V的基准电压,为误差放大电路提 供参考电压,同时,SS通过外接电容来实现软启动的目的。Ub峨为1.22V的基准

电压,主要为过温保护电路提供一个固定偏置电压。

3.2.2基准电压产生电路设计 1.内部模拟电源电路设计
模拟电源为芯片内模拟电路提供工作电源,本文设计的模拟基准电压为3.6V, 电路结构如图3.2所示。P438、P416、R437、Q41、Q42构成启动电路,电路正常工作 时,P“3、P416、Q42、R436形成低阻值的直流通路,使一级偏置电流源P“3、P442、

P444、P“5工作。Q4l工作在临界饱和状态,凡36起负反馈、稳定电流的作用。当输

入端N的电压超过工作电压时,Q41工作在饱和状态,使得Q42的基极电压降低,
低阻值通路无法形成,一级偏置电流源无法工作,整个电路不工作。

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

2l

图3.2内部模拟电源电路

当矾输入在4.75V'-'23V,EN端为高电平时,PNP管Q20关闭而Q45导通, P“6、P“7、P448构成的二级恒流源工作,为NPN管Q420提供偏置电源,使Q420
工作在放大区,同时由Q17、Q18、Q50、Q54、R431、11433、R429、R430构成的二管能

隙基准源工作;当EN端为低电平时,Q20导通而Q45截止,P446、h7、P448构成
的二级恒流源不能建立起来,基准电压源不工作,无法为整个芯片电路供电,即
芯片处于待机模式。 若忽略三极管的基极电流, EN为高电平时,二管能隙基准源正常工作,设

箬:粤≈粤:M(3-1)
IrLl Ic沁 I E沁

则U二5。=%431=(Ie54+L5。)尺43l=(1+M)厶5。R43。

(3-2)

le50=A心U,n,e=瓦1,3 KgT in以Js。o
由此可得两管能隙基准电压为:

(3-3)

%≈%,。+%54=Une54+(?+M)惫等砌鲁
互补偿可以使输出基准电压的温度系数接近零。则模拟电源输出电压为

(34)

由式(3.4)u-]矢l:l,利用等效热电压KT/q的正温度系数与UBE54的负温度系数相

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

%=警州1+冬‰4+(1+M)‰R43'KgTIn屯Jso]
R433=5.725k.Q,以o/以4=AE50/以54=N=8,则通过式(3—4)、(3—5)可以得到

(3-5)

设置电阻蜀,。/尺。,,和有效发射结面积4卯/4,。的比值可以获得接近零的温度 系数。对于模拟电源电路,其UBE54=0.69V,取M=I,R429=56kQ,&30=lh3l=301m,

%=0.69+2×羔×o.026×砌8 ̄1.256V,Us=156+r30x1.256≈3.600V。


S 7,S

气n

当芯片输入电压在4V-25V范围内时,模拟电源直流仿真曲线如图3.3所示,

在输入电压大于4.5V以后,模拟电源输出稳定在3.603V,性能良好。











S5









●5

一暑1)-。事0'【o^











,5











IO



¨

16

1e

20




2‘ 一’

V01t●g●x(1in}(VOLTS)



.啦』:靶!驰


!皇!!

I竺:竺:竺 图3.3

!!!::!::!:竺!!

一...一一.—曼Y苎咝..I 整=l

内部模拟电源直流仿真曲线

图3.4显示了在使能端控制下的模拟电源输出,可以看到,当EN>I.22V后,

模拟电源输出电压达到设计要求。当EN由高电平转为低电平(0.4Ⅵ后,模拟电源

输出电压为28.7mV,静态电流为5衅,此时模拟电源处于待机模式。






巴2



暑 罾





‘n_-●

C11n’

ETⅡ‘E)

I——垒堕组塾-——一 I Do:^s
DOI”TIA.



.一.妞!
Tran4iQnt Tr量r堵i?nc

一————————J鳖堕———————————————昙华丝L— ooItr9,vI¨’ x一一I

∞:trotv(azQf)0-一一 I

(a)开启电压曲线

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

’.5



_

' 2.5 2 1.5 l 500- 0










10m

1So

20_ TLine

25m llj.nj ‘T工ME)

,“

3铀40m

45m

50m


^_j

\名1.ele.002
Y;?5.1le-006

\么4.o。e—002
1:Y=一5.0(Io-006


口钆

柚饥
b1.00e一002

T1.譬Z£云

r=一5.)2e-005



5m

10m

15m

20m

2拿m

,O_

3疆40m

4Sm

50m

(b)输出电压与静态电流 图3.4模拟电源瞬态仿真曲线

为了测试模拟电源的负载调整能力,对负载电阻由1km50kQ进行了仿真,结

果如图3.5所示,可以看出在负载电阻在1.773km2.7381&的范围内,负载调整率
约为8.5×10-6胞,在负载电阻大于10kD以后,其负载调整能力趋于理想。

1.6

葺 _.,-4,.SS


O 卜 3.5



5k

10k

151t

20k P-ra口eter

25k

30k

35k

4011;

‘5k

5仳

11in)

《●-}

图3.5输出电压随负载变化输出曲线

图3.6为模拟电源输出电压随温度变化的仿真曲线,在.50℃~150*C的温度范 围内,其温度系数约为77.7X 10—6/。C,对于模拟电路供电来说,满足要求。

24

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

'.●

;“’

3.5‘

??。

“。

-2。



”,。呻。。。竺。。。。,:‰。_c,



1”

12。

“。

-”

l—』蔓旦垒巴—————————————————————_!j色L———————————————————————J堕坐L———————————————————————J阻型塑3一 DO.A口¨.Dc Dot,v1,v‘^nf)
X…

图3.6

EN为高电平时内部模拟电源电压温度特性曲线

2.内部数字电源电路设计
内部数字电源主要为数字电路和自举电路提供工作电源,本文设计的逻辑电

平为5V,为逻辑电路提供工作电压的电路如下图3.7所示。该电路结构简单,但
性能很好。

图3.7内部数字电源电路

芯片正常工作时,带隙基准电路产生1.22V的基准电压Ub觞。,使得P38l、N117、 Q57、IUl形成低阻值通路,
高压MOS管P38l、P382组成的电流源工作,为三极管

Q58提供有源负载,使三极管Q42l工作在放大区,输出电压Lrcf建立。同时Ik9、 R450、Q58、IUl构成负反馈电路,对输出电压起到稳定作用(即输入端玳的电压有

上升趋势时,输出电压kf产生上升的趋势,导致三极管Q58的基极电压随之上升,
Q421的基极电流减小,引起输出电压L,ef减小)。R439、N37具有使能调节作用,根

据逻辑电路输出F90对输出电压进行校正。
根据电路结构,数字电源输出电压为:

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

%=1.22x(1+急

(3—6)

考虑基准电压为1.225V,取电阻R?50/R“9=3,则输出电压约为5V。通过对

数字电源的直流仿真验证了输入电压在4V-25V的范围内,输出电压可以稳定在
5V,如图3.8所示。图3.9为数字电源瞬态仿真曲线。由图3.8和3.9可以看出, 数字电源的设计满足了逻辑电路供电的要求。

^●




量3













"It0



l堕!;g里




volt崎●X

flin'fWL㈣



16

1●

20






.。

Do:坫DC

D0t删o:vflr?£1徙一

!!!!璺堂堕≥I

图3.8内部数字电源直流仿真曲线

/65x10,501

,’jhlo一502




| | /



,t.9h1—50



■“1—6.D




l | |



图3.9内部数字电路电源瞬态仿真曲线

为了验证数字电源的负载调整能力,对负载电阻为lk.Q~1001d)进行了仿真, 结果如图3.10,在负载电阻大于4k.Q以后,电源的负载调整能力趋于理想。

26

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

t.O‘

,.02





导?.,.
盅4.?‘
●.¨
●.●2

l—垒丝三巫L————————————————————D生生_———————————————————————』签氇———————————————————————』生哇生L—
DO;LeR
Dc

Do,?啪:v‘1relI,}一



5.1

暑5.0ff,






●.,5

●.●

E堕!;g巴
Dot

:!珏氅

蔓墨望£璺型皂2;

L瓶Dc

Dot-神:y‘f“)

×一l

图3.10内部数字电路电源负载调整能力仿真曲线

5.O●‘

5.●‘●

一’.¨2



5.o‘




lj邕纠LgB I竺:!!

。。

4。



。?。一…::.Ⅲ。,:刍”。”
D里生璺皇!生

”。

“。

“。

t”



一——宙也垒2L— 竺:竺!!!坚兰!茎==I

图3.11内部数字电路电源温度特性仿真曲线

由温度曲线可知,在.50"C~150"C的温度范围内,数字电源输出电压Lr。f的温 度系数约为9×10一/'C,F34的温度系数约为10×10—6/℃,完全满足设计要求。

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

3.1.22V基准电压产生电路及过温保护电路
该1.22V基准电压为芯片内欠压保护电路、过温保护电路、电流敏感放大电路
等提供一个电压基准,同时电阻分压产生一个0.92V的基准电压作为误差放大电 路及软启动的输入。1.22V基准电路如图3.12左半部分所示,也是采用二管能隙 电路来产生零温度系数的电压。基准输出通过增加了一个缓冲器使输出基准电压 更稳定,启动电路结构如图3.13。

图3.12

1.22V基准电压产生电路与过温保护电路

图3.13

1.22V带隙基准启动电路和缓冲电路

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

1.22V的基准产生电路:该电路由两管能隙电路和启动电路组成。在芯片正常 工作情况下,启动电路中PMOS管M12与Q14形成通路同时给Q15提供一个大于

O.7V的基极偏置,使NPN管Q15工作。从而形成P43、Q15、R13的低阻值通路,偏
置管P43、P46、P47开始工作,两管能隙电路Q9、Q,0、Q48、Q53、Q34、Q0、Q1、

Q2、&75、&76、心77、凡、&82、R483、R490、Co开始工作,产生1.22v的基准电 压。一旦电路正常工作,Qo集电极电流将使节点Q15射极电位变高,使得Q15的
UBE电压小于开启电压(约O.7V),启动电路关闭。 另外,Ql、R476、R477、R4组成射极偏置电路,如果温度上升, 三极管集电

极电流ICl(IEl)将增加,那么在凡上产生的压降IElR4也要增加,但由于UR4电压 基本固定,所以由于UBEl的减小使IBl自动减小,结果牵制了ICl的增加,从而使 ICl基本恒定,起到负反馈的作用,使基准输出电压更加稳定。此外,0.92V的基 准电压由电阻凡82、&83分压1.22V基准产生。 图3.14为基准电压的直流仿真结果,其随温度的变化如图3.15所示。由图3.14
可以看出,电源电压在3.2V-4V的范围内,1.22V基准电压随电源电压变化小于 2mV,O.92V基准电压变化小于1.5mV。由图3.15可以得到,1.22V基准电压温度 系数小于30X 10-6/℃,0.92V基准电压温度系数小于25 度特性较好。


10_6/℃,基准电路的温










921.5n




,21_

& 名920-铀


3.2

3.4

3.‘

3.e



Volt^go



f lia)fVOLTg)

l—睦gig巴!如兰
DO:oTP DC

!§!!璺型塑;

Dol口Vo=、,(?4}>o—l

图3.14

基准电压产生电路直流仿真曲线

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

图3.15

1.22V基准电压温度特性仿真曲线

过温保护电路:由NPN管Q27、MOS管M0、Ml、M2、M3、M4、N491与电阻 凡阶&86组成。其工作原理依据三极管Q27的UBE具有负温度系数的特性来感应
芯片温度的变化。当温度低于关断温度160℃时,输出OTP信号为高电平,三极

管Q27处于截止状态,反馈的NMOS管N491处于导通状态。当温度上升时,电阻 &84上的压降增大,使Q27的基极电压上升,同时双极型晶体管Q27的UBE下降, 温度上升到所设定的上限值160℃时,Q27进入导通状态,其集电极电压下降,导 致输出OTP信号的电位下降,输出低电平,电路进入热关断状态。同时,由于OTP 信号变为低电平,NMOS管N49l进入截止状态, 使Q27基极到地的电阻增加,形 成一个正反馈,这样就可以有效地抑制热振荡,直至温度下降后重新加电启动才 能退出热关断。过温保护的仿真结果如图3.16和图3.17所示。





主 -




}0 l



100

l二0

140

工‘O

1●O

200

Te曩Ptr●tur?tlin)¨)_3'c)

l班!§翌.

!埋
Dc

!!拦

{Y疃2L





DO:oTP

DO:tvl:vIotp):睁—一I

图3.16温度由100"C上升到200"C时,OTP信号的输出曲线

30

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现
















100

120

1●0

160 ‘1in’

1■O

200

T.-。P●r-t世●

Dr/,o'/'p Dc

CliO_e)

I—垒丛生虫L——————————————!珀兰__———————————————丛皇生———————————————————!鲎造—————————————————_j盐匣控】_.一
otp_-I

DO:o仲



otp.“2

oLaJ.fv‘otp’)}—~ Dola',t2;Vtor.p)‘产一’
Dof

图3.17温度由100℃上升到200℃时,OTP信号的输出曲线 温度由200℃下降到100℃时,OTP信号的输出曲线(虚线)

由图3.16和图3.17可以看出,在温度上升到160℃时,过温保护电路开始工 作,输出为低电平,该信号通过欠压保护电路使芯片不工作。当温度下降到130℃

时,过温保护电路输出恢复为高电平,芯片恢复正常工作状态。可以看到这两种
状态之间存在30℃的温度回滞。

通过对内部模拟/数字电源产生电路及基准电压产生电路的设计与仿真,可以 看出,当EN为高电平时,模拟电源和数字电源正常工作;当EN为低电平时,电 源电路不能工作,整个电路处于关断状态,功耗很低,同时通过对使能端的控制,
可以方便的实现该芯片工作状态的控制。

3.3比较器的设计与仿真
比较器在芯片中主要应用在欠压保护电路、振荡电路、故障频率比较器和电流

比较器中,其作用就是将两个模拟输入信号进行比较,输出一个电平信号。对理
想的比较器,当同相输入端的信号大于反相输入端的信号时,比较器输出为高电 平,反之,比较器输出为低电平。理想的比较器,意味着在输出过渡期间,比较 器的增益为无穷大【231。为了使比较器的增益足够高,本文设计了三级放大结构的

比较器,即在差动比较电路的基础上增加了两级驱动,电路结构如图3.18所示。
其中,M4、M5作为差分输入级,将双端输入转变为单端输出。M0、M1作为

有源负载,M2、M6构成第二级CMOS共源放大器,第三级由M3、M7构成的CMOS
反相器构成。当正相输入端电压大于反相输入端电压时,PMOS管M5导通较好, 流过电流较大,差动电路输出为高,NMOS管M2导通,整个比较电路输出为高; 相反,正相输入端电压小于反相输入端电压时,比较电路输出为低。

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真
VnI)

3l

攀 。

l一一过们 .fd帕 一一…?’1匕






—-}H

.*

二{士一连|¨二。
¨.卜]


L—一{氏I {Me
【:Nn

●M2


—1HoI
o予





r}一’L—刊

图3.18

比较器电路

PWM比较器的参数指标仿真如图3.19和图3.20所示。

”月-●Ⅲ●

'6’,

^n".∞

—’\; \

。\?


/j\
■●_—’向,o

‘、 i\




图3.19 PWM比较器交流增益仿真曲线



/t



/’j

/’ ..,f£:二—‘”“1



?//
or-5.2.i5076

j//



///7
图3.20 PWM比较器失调电压仿真曲线

由图3.19和图3.20可以看出,该比较器交流增益为97dB,比较器的增益完
全满足要求。同时,该比较器的失调电压为7mV。

32

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

给比较器正相输入端输入一个幅度1V,频率100kHz,失调1V的正弦波电
压信号,反相输入端输入1.22V的直流电压,仿真得到PWM比较器瞬态仿真曲线

图3.21,然后再将正相输入端输入变为方波信号,仿真电平转换时间曲线,结果 如图3.22所示。由图3.21和3.22可以看出,该比较器瞬态特性良好,输出电平转
换时间大约为3ns,延时为25ns。

Tnlln酬‘Ie‘oan●-

_—











/、

厂\

厂、







W \『|

卜/ 刚 ‘汤 ㈡ \/ \/『 U \夕
图3.21 PWM比较器瞬态仿真曲线



0028x10"6



0002





”一“”\ 夕∞25xld'-5∞魄


h恒;—e’

2I





图3.22

PWM比较器转换时间仿真曲线

3.4振荡电路与斜坡补偿电路的设计与仿真
振荡电路为内部提供时钟信号,且衍生出锯齿波,提供给斜坡补偿电路与采样 电路信号进行叠加。根据设计指标,芯片正常工作时其振荡频率为380kI-Iz,故障

情况时(当FB<0.4V)频率变为240kHz。振荡电路采用的是恒流充放电电路,设计
的电路结构如图3.23(a)所示。

第三章

芯片内部模块电路的设计与仿真

33

(a)OSC电路

Co)osc比较器电路

(c)斜坡补偿电路

图3.23振荡电路与斜坡补偿电路

振荡电路主要由偏置电路、充放电电路、二选一网络和比较器组成。 偏置电路构成:Q25、P28、P30、P31、P32、N16、N359、N19、R451、R452、R453、 &54、R457、C15; 恒流源充放电电路构成:Q8、Q,6、C2、N17; 二选一网络构成:传输门Il、12; ’比较器电路结构如图3.23(b)所示。正常工作情况下,输入端BIAS2为偏置电 路输出(1.5Ⅵ,故障频率比较器的输出信号F74为高电平,NMOS管N16导通, P28、Q25、地5l、N16形成较低阻值通路,P28、P30、P3l、P32组成的镜像电流源开始
工作。假设OSC电路的输出为低电平,即CLK为低电平,F71为高电平,通过

由11、12组成的二选一网络,OSC比较器的正相输入端电压为Uon=U盯。f(R452+&57)

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

/(心52+R453+&54+&57),同时NMOS管N17截止,电流源向电容C2充电,由于 电流恒定,电容C2两端的电压线性上升。当电容C2上的电压U046E高于OSC比
较器正相输入端电压时,OSC比较器翻转,输出为低电平,即F71为低电平,CLK

为高电平,此时OSC比较器的负相输入端电压为UoL..U眦fR457/(R452+R453+&54 +&57),同时NMOS管N17导通,电容C2两端开始放电,其两端电压下降很快。 当电容C2两端的电压低于OSC比较器正相输入端电压时,OSC比较器又翻转,即
F71为高电平,CLK为低电平。依次类推,循环下去,便在NPN管Q46的发射端

产生锯齿波信号F1,同时OSC比较器的输出端产生同步脉冲信号。 在故障情况下,故障频率比较器输出的信号F74为低电平,P28、Q25、凡5l、
N359形成较高阻值通路,P28、P30、P31、P32组成的镜像电流源开始工作,此时, 恒流源的电流较小,因此,振荡器的频率下降。 由于采用的是恒流充电模式,设流过PMOS管P28的漏电流为“流过PMOS

管P31的漏电流为甄(K为电流镜比例),NMOS管N17的漏电流为之,则电容C2

的充电电流为K/,,放电电流为之一甄,由电容C2上电压为%:=‰+去f有:
充电时间^=.UoH-Uot C2,放电时间t2一UOH--一Uor C2,所以振荡频率为 A
zl
‘2一A‘l

缸=壶=耥(3-7) 2雨2丽茹蔫


合理选择偏置管P28、P30、P31、P32、N17以及电容C2的尺寸,就可以确定振 荡频率。振荡器正常/故障情况下的频率/锯齿波仿真如图3.24所示,在正常工作情 况下,时钟周期为2.63I.ts,即频率约为380.22kHz;故障情况下,时钟周期为4.181xs, 频率为239.23kHz。由仿真结果可以看出振荡电路实现了变频的功能。

斜坡补偿电路主要起弥补电流模式缺点的作用,这在第二章已经进行了详细
的分析。由于电压叠加比电流叠加较难,需要将图3.23(a)产生的斜坡电压信号转

换成电流信号再与采样电流叠加以实现斜坡补偿,电压转电流要求转换电流同电 压呈线性关系,而MOS管的漏电流与电压是非线性关系,通常采用源极负反馈或
差动电路形式来达到电流与电压的线性关系【24】。设计的斜坡补偿电路如图3.23(c)

所示,采取在电流采样信号上叠加斜坡补偿信号的方法【25】【26】。
NMOS管Mo、Ml、M2、N2l、N22、N24、N25、M48将斜坡电压线性的转换为 电流,电流通过PMOS管P27、P29、P49组成的镜像电路流过电阻Rl,与采样信号

叠加,叠加后的信号输出给电流比较器与误差放大电路输出比较。P49起负反馈的
作用,转换电流变化时,通过镜像在N2l的源端电位变化,使转换电流更加稳定。

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

35

?,F74

-,C5

-一'a怍f

,4他10≮no

l l

t俐f

¨.
_

oo







:J





_









} /. f I

≯ }





l } f

} f |



:.Z t18I-9士币4E-/i

…,…。

,…

7、

对 ?一?
30



…{



F9鼍≥:乎矗r 1, r ‘/ f





-?l÷ 十 …} 一I r}
| |j l |
.|







^“_



.卜


.fL

.卜
10




20

.7

.7

.{| l l
line㈣







.1
60

柏50

图3.24

O¥C振荡器在正常/故障情况下的频率/锯齿波仿真曲线

●o。

一口一一一

● 口●■一o^

¨种们;号

一__。‰栅‰啊

1_r—T1_rlT一1_]
土,7m

t.,n

1.,钿
Ti-_C1lnI(TIME)

1.7抽
№"
DOt tro tv(xi9.f78)

1.74m

1.75m

Deai∞1、"
DO,1412

8Ⅷ岫l

TraⅡsient

活——







5,石:u1

^j_【一-}p—O争

5口

1岫o

.rl .r寸1 {_1]
1.。抽

1.7n

I,7211

1.721

1.74a

1.75_

。ri∞fliDI(TIME,

I.7I

土,7J■

I.7抽
Ti--e

1.73m 11iD’lTIMEJ

1.7“

1.7Sa

Deoi叮n p0:1412

fvbe

w^ve

s、^nb。1

Tr¨ti日t

嘶,trofvtzl9.c2I

:}一

图3.25

斜坡补偿电路仿真曲线

36

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

芯片正常工作的情况下(输入12V,输出3.3V)斜坡补偿模块功能仿真曲线如图 3.25所示,其中输入F78为采样电流经过电流敏感放大电路放大之后的电压信号, F16为斜坡电压信号,二者通过补偿电路叠加后的输出信号。由图3.25可以看到, 在F78经过补偿之后,产生的输出信号的斜率大于F78的斜率,达到了斜坡补偿
的目的。

3.5误差放大电路
误差放大器作为电压反馈环最主要的反馈元件,负相输入端接输入采样网络 的输出VFa,正相输入端接0.92V基准电压,输出信号作为电感峰值电流的门限。 当负载电流较大时,输出电容充放电速度很快,使得输出电压略低,误差放大器 输出较高。相反,当负载电流较小时,输出电容充放电速度较慢,输出电压略高, 误差放大器输出较低。因此,误差放大器输出电压就反映出负载电路的变化情况, 用输出电压作为电感峰值电流限制信号,可以根据输出电压和负载电流的情况随 时调节电感峰值电流。误差放大器通过对输出端电压的采样来为过流比较器提供 一个参考电平。当输出电压降低时,误差放大器输出电平变高,最大限流电流将 增加,输出占空比加大,输出电压提高。当输出电压升高时,误差放大器输出电 平变低,最大限流电流将减小,输出占空比减小,输出电压降低。误差放大电路
如图3.26所示。

^ref

k一一
19’2

fr05

一一J

“I

I…l

I”f


”‘I

磬i 1


r1”

』-I臣



刍卜l

-;E匕f<




~一
,.--I’。

l毒 毒。 Js伫竺
022 —P’ 021

03

一一
一卜、


R,t4;《

‘…
II

P41二





翔『一.

-一l一一

一:曩 一lo



C洲P



、.



?上...

一1




f’

上07 ‰一

,一



t’1.●

一i一一
N3叭
日I^且2

Hg工 一f广三 一ib 邝

1≈453:


O'C12

|叫昏 [|—《
I ● ●

》—1:



、叫一l

02■


—P

F一一



GND

11

图3.26误差放大电路

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

37

输入端BIAS2为1.5V的偏置电压,由偏置电路产生。PMOS管P12、Plo、P13、

P14、Pl卟P10l、P413组成镜像电流源,为第一级放大电路提供偏置电流,镜像电流
源N11、N9为第二级放大电路提供有源负载。PNP管Ql、Q2组成第一级差分输入对,

差分输入对正相输入端SS为0.92V的基准电压,反相输入端为反馈端FB的值。三极 管Q3、Q4、Q5、Q6、Q2l、Q2z、Q23、Q24与电阻R465、凡64组成二级放大电路,是 误差放大电路的核心。同时电阻&63、&61通过分压得到一个1.8V的偏置电压给PNP
管Q7,让三极管Q7起到旁路分流的作用,即当FB端的电流比较大的时候,电流主 要通过Q7流到地。在电路开始工作时,反馈端FB的电压很小,放大电路反相端的 电压远小于正向输入端的0.92V基准电压,PNP管Q21的基极电压很高,而Q3的基极

电压很低,因此,输出端COMP端的电压很高,芯片以最大占空比工作。之后反馈

电压逐渐增大,COMP端的电压值也逐渐升高,在一定范围内,输出电压COⅧ与
反馈电压FB成正向变化。当反馈电压非常大的时候,放大电路反向输入端电压大

于0.92V基准电压,输出电压与反馈电压处于非线性状态,COⅧ端为很低的电平,
电路以最小占空比工作。 图3.27为误差放大电路的交流仿真与共模输入范围的仿真曲线,得到误差放 大电路的开环增益为54.6 dB,截止频率在十几Hz处,单位增益带宽约为5MHz, 相位裕度大于100度。图3.28为误差放大电路有外置补偿电路的仿真曲线,仿真

时负相输入端FB输入幅度为O.92V,频率100kHz的正弦波,正相输入端SS输入 0.92V的直流电压进行瞬态仿真。可以看出误差放大电路在经过频率补偿之后,其

输入端FB与输出端COⅧ的相位符合较好。
_—_蝴●ou_州啊呻d竹.Ff『co^睁一'一,叩舟g" 1.17.5●嘲 —、.

\..

\j
—、、 、、

\、
\\

~、、\


/7

~、\




/-

、、



\\
——’●一Ⅷ
、、



\ \
[rtlI,OIIII!i'由4 n

图3.27误差放大电路交流仿真曲线

38

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

一,F日

-/CO¨P

/。\ / \…/~\…广.~\ /\‘:≯~一。\…/~\~.
\/




厂\


\/
厂、

醯一八…{厂、
\/\L/i
厂、

/、


/、
'h



\/
/、

\/


\/


\/。≮7z…≮乡
/、 ,、 厂、

。八 …。/ \

八 / \

/、;

/\ i V

/\ /\ /'\ /\}/\ /\ /\ /\ /\ ./】 / \ y \ / 1 .j} / 1 \ / \ l \ / \ / \ V V V V \/ V {V V V




■nl‘E—田

图3.28误差放大电路频率补偿仿真曲线

3.6欠压保护电路模块
当芯片由于某种异常情况,如输入端电压V烈低于4.75V或芯片温度超过设定
值(160"C),就需要一个保护电路来关断逻辑电路使得整个芯片不工作,这就需要

欠压保护电路。欠压保护电路的核心采用的是迟滞比较器,同时通过一个电平移 位模块来实现在芯片温度超过设定值时关断芯片内部电路。欠压保护电路结构如
图3.29所示。

图3.29

欠压保护电路

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

39

MOS管P94、P95、N96、N97与反相器19构成电平移位电路,OTP为过温保护

信号,在芯片设计温度范围内OTP恒为高电平,即电平转换电路的输出为低电平, 反相器18输出为高电平,此时输出UVLO由欠压保护模块决定。当使能端EN为
低电平时,NPN管Ql由于基极电压太小几乎不导通,比较器正相输入端电压小于 1.22v基准电压,比较器输出为低电平,UVLO为高电平,NMOS管N95导通,结

果VcoMP将被拉低,也就是误差放大器的输出被拉低,R.S触发器被锁住,输出关
闭,此时比较器反相输入端电位为IElR9。当EN为高电平时,比较器正相输入端

电压大于基准电压‰。,比较器输出为高电平,常温下UVLO为低电平,NMOS
管N95关闭,起到正反馈作用,防止比较器振荡,电路正常工作,此时比较器反相 输入端电位为IEt(R9+Rs)。 当温度超过160℃时,过温保护电路输出信号OTP变为低电平,电平转换电 路的输出变为高电平,反相器Is输出为低电平,欠压保护电路输出UVLO为高电 平,芯片输出关闭。

在常温下,给使能端EN输入VPWL波,进行EN使能的瞬态仿真,结果如
图3.30所示。然后给EN端加2.5V的直流电压,过温保护信号OTP输入VPWL 波,进行OTPLOCK仿真,仿真波形如图3.31所示。 从图3.30可以看出,当EN端的电压逐渐上升到约2.513V时,欠压保护电路 的输出UVLO为低电平,整个芯片电路开始工作。当EN端的电压下降到约2.311

V时,欠压保护电路的输出Uvl。O翻转为高电平,起到保护整个芯片的功能,滞
回电压约为0.202 V。由图3.31可以看出,过温保护信号OTP的电压上升到约 2.049V时,欠压保护电路输出UVLO为低电平,芯片电路开始工作;输入OTP

下降到约1.947V时,UVLO为高电平,起到保护整个芯片的功能,滞回电压约为
0.102

V。由仿真结果可以看到欠压保护电路成功实现了在温度超过设计温度或输

入电压太低时的芯片的保护。
一m'?^W

Tn_n●■_t●t●啪●



一7…

/ /\




17量l,lgl口—:z

51j

●07●_10“12 3


11





’2”tma,a5{唑E-3}



图3.30

EN与欠压保护电路输出的关系曲线

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现





量o●3x'c广1
2.o?9



.}

…£。

.《、、

\ \. 。\
一一。一 e.,5E啦'O一,.9-r
rE-3'



ome

图3.31

OTP信号与欠压电路输出关系曲线

3.7自举电路
为了减小功率开关管Ml的导通电阻RDs。oN,,实现高效率和较低供电电压的
操作,芯片中的功率开关管Ml做的越大越好,与此同时也使得功率管的寄生电容

非常大。由于与功率管Ml源端连接的电感两端的电压是变化的,对于集成的电源 控制芯片而言,片内的电源水平无法满足驱动功率管Ml的导通,因此需要根据功 率管Ml源电压变化设计自举电路。设计的驱动电路采用以反相器为基础的锥形缓
冲级(Tapered Buffs)以增大驱动能力,如图3.32所示,若B为反相器中MOS管

的尺寸,则p11与BTl.1之比通常取e到4,可以得到驱动级的最小延时【27】【28】。
M35、M36、M19、M20、Dl、D2组成电平转换电路,将逻辑信号F40和F67 转换成相对于电压BS和SW之间的驱动信号,M17、M33、Ro、Mls、M32构成锁

存电路。由F95驱动的功率开关管M1的电容负载很大,依据反相器级连放大的原
则,增加了五级驱动,由MOS管M3l、M23、M30、M15、M29、M14、M28、M13、 M27、M12构成。

图3.32自举电路

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

41

图3.33为芯片正常工作时(VIN=12V,Vouf6V),自举电路输出端F95与SW 端的瞬态输出曲线,可以看出,自举电路的输出F95与SW端电压之差可以维持 在4.05V,使功率管的栅源电压VGs大于阈值电压,自举电路成功实现了自举。

15








io







000u

摹05u

●10u.815u

020u

02铀8,Ou
fT卫蛆j

●35u

840u

845u

●50l-

TimE,11inI

图3.33

自举电路输出瞬态曲线

3.8电流敏感放大电路
电流模式控制的关键是电感电流采样,电流敏感放大电路就是用来采样功率 管的电流。一方面是由于本电路的工作模式为电流型的,另一方面是过流保护功 能实现的需要。电流敏感放大电路逐周期检测流过功率开关管Ml的电流并经过斜 坡补偿电路后反映为一个电压值,作为电流比较器正相端的输入,比较器反相端 的输入为误差放大器的输出,当流经Ml管的电流达到某一值时,比较器状态翻转,
使得M1管关断。由于集成电路功率开关管M1工作在开关状态,当Ml导通时,由于 漏极的高压,将会有很大的电流流过功率管M。,如果流过功率管M1的电流更大,

甚至出现短路的状况,该电流产生的热量足以使得功率管烧坏,所以这就要有检
测电流电路。电流敏感放大电路在每个周期内检测功率开关管是否电流过大,如

果超过额定值,在此周期内关断功率管;如果故障消除了,电路重新进入正常工
作状态。 电流检测通常采用的方法是在所要检测电路的支路加入一个小电阻,通过采 样电阻上的压降来反映该支路上的电流【29】【30】。这种方法简单易行,但这将会增加

一个额外的功率损耗。为了减小由于电阻带来的额外的功率损耗,本论文的电流
检测电路是在此方法上加一小小的改进,即根据镜像电流源的原理,设计一个工 艺和M1相同的MOS管,尺寸取为Ml的1/50,即该管电流为Ml的1/50,这样可以显

著降低在采样电阻飚上的功耗,但与此同时采样电阻飚上的压降也会变的很小, 为了克服此缺点,这就需要电流敏感放大电路对检测电阻上的压降信号进行放大,

42

.BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

以方便其它电路的工作。电流敏感放大电路结构如图3.34所示。

图3.34

电流敏感放大电路

电流敏感放大电路的工作原理如下:芯片正常工作时,当基准电压Ub躯。达到

1.22V时,NPN管Q37导通,电阻R499、Rsoo、&97与三极管Q]4、Q]5、Q37及高压MOS
管P97组成低阻值通路,高压PMOS管P96、P97、P98、P99导通开始工作,整个放大

电路开始工作。采样电阻飚一端接玳,另一端接SENSE,如果输入SENSE端和玳
端电平相同,R500、Q16、P99、Q39、R496形成低阻值的通路,R499、Q13、P96、Q38、

R496形成低阻值的通路,电阻&96上的压降较高,聊。管Q56由于射极电位太高无法 导通,电流敏感放大电路输出F78为低电平。如果输入端SENSE和矾电平不同,则 Rsoo、Q16、P99、Q39、R496形成高阻值的通路,R499、Qi3、P96、Q38、R496形成低阻
值的通路,电阻R496上的压降较低,PNP管Q56导通,输出F78为高电平。
‘∞∞(VFf’平7ryvFfInN。),

一pn—●●D●口um盯—砷●dfvF胛珂ⅣFr,l”m

{、、\









、、—J,,———一
} .;

—一


、、\. ‘\











Irequm睫-y



图3.35交流仿真曲线

第三章芯片内部模块电路的设计与仿真

43

图3.35为电流敏感放大电路仿真曲线,其增益为8.91dB,相位裕度大于100度。 图3.36瞬态仿真结果表明,采样电阻上微小的电流经过电流敏感放大电路放大后,
反映为输出电压F78很大的变化。




12?2

■:

参 量u.?

l DO?i41:

l—』&曼缸盐L_—————————————————————卫凸喧———————————————————————————羔篁岛L_————————————————————————曼蟹吐瞳L.一 7r●明i●nc 一
I'oj

tro‘vt)d’咖I—寸

1.E



1.‘ 1.2 工




}:::
HalJ
400m



20%

I堕!±翌立垡
Do:1412 Transient

DO:tr0:v(】ci9.f78j,}一

!坚!§独垃≥I


图3.36电流敏感放大电路瞬态仿真曲线

3.9本章小结
本章对降压型DC/DC开关电源芯片内部主要模块电路,包括基准电压产生模 块、比较器、振荡电路、误差放大电路、电流敏感放大电路、欠压(过温)保护电路 以及自举电路进行了设计,并使用Hspice对各模块电路的进行了仿真。结果表明, 设计的各模块电路达到了最初设计目标和功能。

第四章DC/I)C芯片系统仿真

45

第四章DC/DC芯片系统仿真
本章分析了芯片外围元件,采用系统仿真电路,对温度为25℃时的整体电路 进行功能仿真验证。本章从以下几个方面去验证电路:首先为整体功能验证与分 析;然后验证了系统的瞬态响应特性;最后对系统的线性调整率响应进行仿真。

4.1芯片外围无源器件的选择 外围无源器件包括输入电容C补输出电容CoLrr、电感L和滤波电容CL,基本
上无源器件参数可以根据输入电压纹波、输出电压纹波、电感电流纹波三个电路
性能确定【3111321。 首先电感纹波电流与电感最大电流的比值决定了电感大小。

三>墨盟—Vm-—Vovr(4-1) fs随L
vN

△t是电感纹波电流峰峰值,Z是开关频率。一般来说,电感纹波电流峰峰值
不准超过最大开关电流的30%,同时电感峰值电流不能超过最大开关电流。这里的 最大开关电流指的是功率管上所能承受的最大电流。电感峰值电流表达式为:

。=‰+%譬

件2,

电感值越大,电感峰值电流越小,同时电感纹波电流越小。

其次是输入电容CIN的选择。输入电容起到了稳定输入直流电压,减小输入电压

纹波的作用,输入电压纹波△‰如式(4—3)所示,

△‰=矗等”等,
的要求,选择输出电容大小。

睁3,

输出电容CouT的选择。电容值可以由式(4.4)确定,根据系统对输出电压纹波

△%咿2石VOUT(1一净(‰+而1)
功率管的开关损耗增加,降低了转换效率。

(4-4)

最后是开关频率正的选择。开关频率Z越高,电感电流纹波越小,电流峰值 也越小,意味着功率管上承受的最大开关电流越小。同时提高开关频率还有减小
输出电压纹波的作用。提高开关频率还可以增加瞬态响应时间。唯一的缺点就是

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

4.2系统仿真电路
系统仿真电路如图4.1所示,对温度等于25℃时的整体电路进行功能仿真验 证,仿真软件为Cadenee下的HSpice仿真软件。
‘?7和豹V


图4.1

系统仿真电路图

在模块仿真之前,定义本次设计的降压型DC/DC开关电源芯片系统性能指标。
输入电压范围:4.75V-23V 输出电压范围:0.92V-16V 最大输出电流:2A 内部时钟频率:380kHz(正常)/240 kHz(故障) 待机电流:

23衅
160℃

最高转换效率:95%
热关断温度:

4.3

DC/DC芯片系统仿真

4.3.1芯片功能验证仿真
根据式(2.17),通过调节应用电路电阻R3及负载电阻R7,便可以得到不同的

输出电压和电流。本节首先验证了输入电压为12V(典型情况下),输出电压分别为
3.3V、6V、9.6V,占空比对应为27.5%、50%、80%,负载电流为1A的情况下, 芯片的输出电压及电流的变化。最后对芯片最小和最大输出电压进行了验证。

48

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现








O¥00U


Ti--●(1ln)

lT蛐’

1.§■

2m

图4.4

输出电压纹波

2.占空比为50%,电阻R3=55.21961d1,输出电压为6V,输出电流为1A。

言,o






1-

。H--

‘1‘∞,

Cfz■口’

1...JE}自|l】L‘【EL.......................................................jl:z】2jL..............................................................E&Ecz!E........................................................J|:c目l}jzjL— ∞ltro 110,—?—一 t‘一i?咀t
Do?141j Ii



1。

i.O抽

i.04m

1.0an

1.okn

nM

fl抽}(TIldE)

图4.5占空比及电感电流输出曲线(局部放大曲线)

第四章DC/DC芯片系统仿真
一=_?二=====

49

====_2●====
|| || || || || || ||


O S00u l^

||||||||—||||||||—||||||

1.5■

2■

Ti●_(1in’{TZ幢I

s£
0 SoOu
111

1.5n

2m,

图4.6输出电压及输出电流仿真曲线



暑OOt

l正

1.‘■2-

Ti■¨11.t.rtl

rnlqgl

图4.7纹波电压

3.占空比为80%,电阻R3=94.3516kQ,输出电压为9.6V,输出电流为1A。



×I

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

坫 ¨


亩_,2■吝■=o^





1.O知
:l如哇
Transient

J,04u

1.061

L.08m

ti■-(1tn)fTI地,

l堕丛鲤一 DO:1412

坠!! !地坐2≥ I DOltr0:vfxi9.f9E'>÷~…l

,1


2?s 2 1.5










皇50气]



,_

1.O抽

1.04m

1.0‘■

1.0¥m

Ti∞C1iⅡ,‘TI崛I

图4.8占空比及电感电流输出曲线(局部放大曲线)



50ml

ti-


11in,

1.5-



‘T卫旺,

图4.9输出电压及输出电流曲线

O¥00u



Tlm

flInl

IT眦’

1.S-



图4.10输出电压纹波

第四章DC/DC芯片系统仿真

4.输入电压5v,输出电压O 92V,输出电流lA。

剐 。Ⅲ《—L—一

圳㈧㈧㈧㈧㈣㈥㈧㈥叫



j‘

}’
j,


图4

1l

占空比及电感电流曲线佩部放大曲线1

j I

I吉u等r——————————;毒兰f——————————气五詈嚣鬲———————————鼍竺!一 图4 12输出电压及输出电流曲线

52

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

5.输入电压20V,输出电压16V,输出电流1A。
4● ,。



星1.5 孓.。

- ●



●oou

l——t-?^_n.———————————————————————————————】b口_L———————————————————————————————————■-,,L———————————————————————————————JL峥■t‘L—_|

Do-¨■2


T…t眦

f^一‘1‘…Ⅲ,
1知

1●_



∞~o-i tlo’j‘?——一



喜。

蚤-








,二



.j

以以以以以以/、以.以以八以以以以以以以以/、以以以以以以以以以以/
一..

…’T‘●_‘1“¨

7●oq

№0

Ⅲu

l——‘-?1?丑————————————————————————————————jb__L———————.———————————————————————————!?xt————————————————————————————————jo争45生---—{

po'“■:

M…

●m 删●-

m●●‘,u

.,ou

∞…o…1口’,_————一

图4.13占空比及电感电流曲线(局部放大曲线)

=io 曩 窖





T1.-_,1&z1.I●。nm●

:■



‘oou "1.iqlr,q

1巾 Iii卫l CT,,-l’



5.m

】鼻

l—_呈!曼L罂-_———————————————————————王珏生——————————————————————————!三芝巴-———————————————————————_!z型兰邑.—一
l口o
1‘^j

tI?矗-^?Dc

DaItfa:3●z7I√‘?———一

图4.14输出电压及输出电流曲线

第四章DC/DC芯片系统仿真

l‘.2



1‘

寸 =15?e

l—J抛纽一

De:1412

一一

一一

Tr∞口ielIt

.!地.

!业
m:tto

£篁型兰坚一l fvIout’X—I

.——

图4.15输出电压纹波

4.3.2芯片线性调整率响应仿真
电源电压V矾从10V瞬间变化至15V,再经过一段时间瞬间变化至10V,输
出电压为3.3V,输出电流分别为2 A、0A的瞬态响应仿真波形如图4.18---4.21所示。

有仿真结果可以看出,输出电流为2A,电源电压由12V~15V变化时,输出电压 VoUT经过100}ts重新稳定在3.3V,电压瞬间幅值变化1lmV;输出电流接近0A, 电源电压由12V~15V变化时,Votrr变化非常小,只是纹波电压增大了约2mV。
由轻载和重载仿真结果证明,该芯片具有良好的线性调整率响应特性。

1。4:



1:

量 声






, 2.5 0





量 。:
毒50‰

I—J邕皇如理———————————————————————J警巴L—————————————————————————j堕笆主———————————————————————jb里坚吐一一
Do l‘12 fr-n口ibnt

DO_tr0,vI口ut’X,_一



1,s

{E




500m


l—』童曼塾四——————————————————————J宝醴L————————————————————————羔勤里——————————————————————_墨兰哇噎l—l
Do‘1412

T¨"i"t

DO?troIi

Ir7,X—l

图4.16负载调整能力仿真曲线(IoUf=2A)

54

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

3.3

3.28
^C一'【v

3.“

● 珊■u-【O>

3.2t

3.22



500u Ti-e

1■

1.5t

2■

Clln){TTME)
wave sv吐帕1

De日ian DO:1412

n巾e Tran8ient

DO:tro:v(out}:×;一
图4.17纹波电压

^4一一-

“=:¨e
6 4

● 譬_—量,



】_r1—1-rl .T1
0¥00u



1.融



—lI’


.;

,5 2 5 l

。}p—O争




mO



500u

lm

1.钿



H_e

tlin)(tI●口’



3n

皇¨n
2n

{l’:

so嚆
O 500u



1.抽



图4.18负载调整能力仿真曲线(IoⅥ=0A)

第四章DC/DC芯片系统仿真

,.,●

一I.拍

: ,


I.’

,.2●

3.26

H"lnn’CTIHE)

I—尘盟塾匹———————————————————三垃生———一一 TKⅢlent
IDol
1412



DoftroIvI口‘Ej)七一l

!曼!!

苎3型竖≥

图4.19纹波电压

4.3.3芯片负载瞬态响应仿真

的仿真环境。负载电流]our从0.75A瞬间变化至1.5A,再经过一段时间瞬间变化

输入电压12V,调节输出电压为6V,通过数字控制信号,实现负载电阻突变—一
"Fm

至0.75A。由仿真结果可以看到,在负载电流由0.75A ̄1.5A变化时,输出电压VoUT 经过lOODs重新稳定在6V,电压瞬间幅值变化llmV。仿真结果证明该电路具有
良好的瞬态响应特性。
fI-●aon-

卜h一

}Ⅱ

■me‘E一3'

图4.20负载瞬态响应曲线

此外,由于负载电容C4不可避免的存在ESR(Equivalent

Series

Resistance),在

C4下串联~个50mr2的电阻来模拟电容C4的ESR对系统的影响。在输入电压12V, 输出电压3.3V,输出电流lA的情况下,得到的仿真结果如图4.21。在ESR=50rn.Q
的情况下,输出电压的纹波电压为21mV,为ESR=0时的3倍。

56

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

Ti*Clin'(TXI_WI

l—_旦曼型蟑曼——————————————————————王丑苎—————————————————————————曼耸丝——————————————————————』翌咝翌三一J
Do: 1412 TlranBi*at

DOftr0:v‘OUt})一}一



图4.21

ESR-50n疵时芯片纹波电压

4.4本章小结
本章使用Cadnece下的Hspice对芯片进行了系统的仿真,主要包括不同占空 比和输出电流的仿真、当输入电压突变时输出电压及电流的仿真、当负载电阻突 变时输出电压及电流的仿真等等。芯片以不同占空比工作时的仿真曲线如图 4.2-4.15所示,可以得到输出电压达到稳定的时间约为500ps,系统纹波电压较小,
如表4.1所示。

表4.1

系统输出纹波电压

输入电压(Ⅵ


输出电压(V)/电流(A)
0.92/1 3.3/1

输出电压范m(V)
0.902~0.9 1 9 2.292~3.300 5.990~5.998 9.585~9.590 15.976~15.989

纹波电压(nM
17 8 8 5 13

12

6.0/1 9.6/1

20

16/1

在输入端电压由10V~15V跳变及负载电阻阻值发生跳变时,输出电压的瞬间 幅值变化在1lmV左右,经过lOOps重新稳定,说明该芯片的调整能力良好。此外, 在考虑负载电容的ESR的情况下,芯片输出电压纹波变大,因此,在芯片应用电 路中应选用低ESR的陶瓷电容。

综上所述,在输入电压在4.75V~23V时,芯片输出电压0.92V~16V,输出电 压纹波较小,最大输出电流2A。同时,芯片具有良好的线性调整能力及负载瞬态
响应。本文设计的降压型DC/DC开关电源芯片达到了设计指标。该芯片目前已使 用BCD工艺流片成功,芯片版图面积为1.3pm×1.31xm。

第五章结论与展望

57

第五章结论与展望
近年来,DC/DC开关变换器以其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、 重量轻、灵活的正负极性和升/降压方式等优点,广泛应用于电子产品中,如笔记 本电脑、移动电话、寻呼机、PDA等。开关变换器的总体发展趋势为:高频化技 术、软开关技术、PFC,模块化技术及低输出电压技术等。本文研究了DC/DC开关
电源芯片的工作原理,设计了BUCK型DC/DC开关电源芯片模块电路,对芯片的功 能进行了验证。验证结果表明芯片达到了设计指标。本文的主要工作和结论如下: 1.研究了DC/DC转换器的基本原理,以降压型转换器为重点,分析了其控

制模式,PFM模式、PWM模式和PWM/PFM混合模式。并对PWM模式下的电 压模式和电流模式的工作原理进行了详细的研究,针对两者的特点选取了本文使
用的控制模式。 2.分析了BUCK型DC/DC开关电源芯片的模块构成与工作原理,针对电流

型PWM控制模式的特点,对系统稳定性进行了详细的分析,得到了通过斜坡补偿 与系统频率补偿来解决系统的不稳定问题。 3.设计了基准电压产生模块、振荡电路、比较器、误差放大器、保护电路、 自举电路、电流敏感放大电路等芯片内部主要模块电路,通过对模块电路的仿真 与调试,使各模块电路达到了设计要求。
4.完成了设计一款降压型DC/DC开关电源芯片,采用电流型PWM控制模

式,并通过Cadence下的Hspice软件对芯片进行了系统的仿真,仿真结果表明该 芯片达到了设计指标,同时具有高效低功耗、低压大电流、外围电路简单的特点,
可应用于分布式电源系统、DSL调制调解器、电池充电器等。

通过本次课题的设计实践,使我得到了进一步的锻炼,加深了IC设计知识。 但由于研究时间较短及本人水平和经验的限制,本次设计还有很多不足之处,主要
有以下几个方面:

1.DC/DC开关电源芯片在轻载情况下PWM的转换效率较低,这需要在引 入PFM控制方式来加以解决。国外已经有很多PWM/PFM两种模式自动切换的产 品(如NCPl530等),希望在今后能够在芯片中加入自动检测电流功能,当负载电 流低于阈值电流时,芯片转入PFM工作模式;当负载电流大于阈值电流时,芯片 转入PWM工作模式,从而实现PWM/PFM的自动切换,达到最大负载范围内转
换始终保持较高的转换效率。

2.在芯片中集成一些辅助保护电路,如过压保护、零电流检测等,使芯片功 能更加完善,应用范围更加广泛。

58

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

3.在设计中考虑各模块出现故障的时的应对不够,导致在中测过程中出现了 过温保护电路提前锁死电路的情况,这需要自己以后多积累经验。

致谢

59





值此论文完成之际,谨向给予我指导、关心和帮助的人们表示最衷心的感谢。 首先深深地感谢我的导师刘红侠教授。从我上研究生开始,一直得到刘老师

无微不至的关心和指导,才使我得以顺利完成本论文。刘老师严谨的治学态度以
及崇高的导师风范给我留下了难以磨灭的印象,为我树立了一个光辉的榜样。 其次要感谢朱樟明副教授及西安民展微电子的全体同事们,从项目的开始到 结束,公司设计部经理雷晗及副经理刘洪涛、副经理白少波等给我提供了指导和 帮助,与他们的交流使我受益匪浅,还有孙国英、周晶晶等给了我很大帮助。

还感谢我的父母和家人。没有他们对我无微不至的照顾和支持,没有他们无
私的奉献,就不会是现在的我。他们是我不断求学上进的力量源泉!

感谢西电微电子学院的陈春鹏、吴欣瑞、陈鹏、董晋平、尹维科、韩业奇、黄
炜炜等所给予的帮助。

参考文献

61

参考文献
赵建统,薛红兵,梁树坤。谈当今电源产业及电源技术的发展趋势。电源
技术应用,2004.V01.7,No.11.Pp:689.692. [2】

中国电源管理芯片市场现状与趋势。赛迪顾问半导体产业研究中心。
2008,01.

[3】

Abraham I.Pressman.Switching Power Supply Design(Second Edition).电

子工业出版社,Sep.2005.PP:7—16,PP:97-110. [4】4
Fang Lin Luo,Hong Ye.Small Signal Power Analysis DC-DC of Energy Factor and IEEE

Mathematical

Modeling

for

Converters.

TR ANSACTIONS ON pP:69.79.

PO、况R

ELECTRONlCS,Jan.2007.V01.22,No.1.

[5】

Luo F.L。Ye H.Energy Factor and Mathematical

Modeling for Power DC/DC

Converters.IEE-Proceedings

on

EPA,Mar.2005.V01.152,No.2.PP:191—198.
of Switching Power Supplies.TI

[6]

Lioyd H

Dixon.Jr.Current-Mode Control

Application Report SLVA06 1.Inc.200 1.

[7】

VATCHE

VoRPERIAN.Simplified Analysis of PWM Converters Using

Model

of

PwM

Switch

Part

I:Continuous

Conduction

Mode.IEEE

TR ANSACTION ON AEROSPACE AND ELECTRONIC 1 990.V01.26.No.3.pp:497.505.

SYSTEMS,May

[8】 [9】9

王风岩。开关电源控制方法的研究。西南交通大学硕士论文,2001.
Sharma R。Hongwei Gao.A new DC.DC
converter

for fuel eell powered

distributed residential power generation systems.Applied Power Electronics

Conference and Exposition,2006.

[10】

Raymond B.Ridley.A New Continuous.Time Model For Current.Mode Contr01.IEEE TR ANSACTIONS ON POW卫R ELECTRONICS.hpr.1991. VOL.6.NO.2.PP:271.280.

Brian Lynch.Current.Mode Vs.Voltage.Mode
Convenem.Texas Instruments Incorporated.

Control in Synchronous Buck

【t2]

Palma L.,Enjeti P..A Modular Fuel Cell.Modular DC.DC Converter Concept for High Performance and Enhanced Reliability.Power Electronics Specialists

Conference,2007.pp:2633.2638. 【13] [14】
PRACTICAL CONSIDERATIONS
IN CI,RRENT

MODE

PO、砸R

SUPPLⅢS.UMTRODE

CORPORATION APPLICATION NOTE.

高原,邱新芸,汪晋宽。峰值电流控制开关电源斜坡补偿的研究。仪器仪
表学报,2003.08.No.8.pp:118.120.

62

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现

[15】

来新泉,郭仲杰,张倩。可提高Buck型DC/DC转换器带载能力的斜坡补偿
设计。微电子学,2007.02.V01.37,No.1.PP:33—37.
Cancellation of Slope Compensation Effect Patent.Patent NO:US 6,611,131. Current Limit.United States

[16】

on

[17】

Hong

Wei Huang,Hsin

Hsin Ho,Chia Jung

Chang.On-Chip

Compensated

Error Amplifier for Fast Transient DC-DC Conveners.IEEE International

Conference,May 2006.PP:103—108. 【18] 曹玉,李玉山,来新泉等。集成开关稳压器片内频率补偿电路的实现。西 安电子科技大学第二届研究生学术年会论文集,2004. [19】 【20】 【21] 【22】
Cadence Component Description Format User Guide.2000, Synopsys Hspice User’S

Manual.2007.

毕查德.拉扎维著。陈贵灿,程军,张瑞智译。模拟CMOS集成电路设计.

西安交通大学出版社,2003.PP:309—314. 高工,许刚。精密基准电压源的设计思路与应用考虑(上).模拟器件天地,
1999.No.6.pp:9—1 1.

【23】

P.E.艾伦,D.R.霍尔伯格著。王正华,叶小琳译。CMOS模拟电路设计.科
学出版社,1995.PP:313.337.
Lu

【24】

Jiaying,Wu

Xiaobo.A Novel Piecewise Linear

Slope

Compensation

Circuit in 929.932.

Peak Current Mode Contr01.IEEE

Conference,Dec.2007.PP:
fuel cell

【25】

Palma L.,Todorovic M.H.,Enjeti P..Design considerations for



powered dc—de converter for portable applications.Applied Power Electronics Conference and Exposition,2006.

【26】

Luo F.L.,Ye H.Energy Factor and Converters.IEE—Proceedings
on

Mathematical Modeling for

Power DC/DC

EPA,Oct.2003.V01.152,No.2.PP:191—198.

[27】

Kursun V,Narendra S.G.Monolithic DC/DC converter gate voltage optimization.International

analysis and MOSFET

Symposium,Mar.2003.PP:279-284.

【28]

Zhu,M.,Luo,E

L..Series SEPIC implementing voltage—lift technique for

DC.DC power conversion.Power ElectroniCS,Mar.2008.V01.1.PP:109—121.

[29】 [30】

J.Wei,F.C.Lee.A

novel soft-switched high?frequency high—efficiency

lligh?current 1 2V voltage regulator.In Proc.IEEE APEC,2003.

K.Yao,Y.Meng and F.C.Lee.
buck converters.In

Control

bandwidth and transient response

of

Proc.匝EE

PESC.2002.PP:137—142.

【31】 [32】

陈卢,石秉学,卢纯等。高效率同步整流式开关电源脉宽调制芯片的实现。
电子学报,2000.12.V01.28。No.12.PP:64.67. 刘树林,赵新毅,刘健。基于变频保护功能的单片DC.DC变换芯片研制。 电力电子技术,2004.12.V01.38,No.6.PP:97.100.

研究成果

63

研究成果
参加科研情况:
参加公司产品项目“BUCK型DC/DC转换器”,本人完成部分模块电路的设

计与仿真,进行芯片设计指标的验证,该芯片已流片成功。

BUCK型DC/DC开关电源芯片的设计与实现
作者: 学位授予单位: 樊继斌 西安电子科技大学

相似文献(10条) 1.学位论文 陈冠旭 基于CMOS工艺的峰值电流模式DCDC开关电源的设计 2009
电源在各种电子设备中占有重要地位,它是一切电路能否正常工作的基础,它的性能直接关系到许多电力电子设备的性能。开关电源体积小、重量 轻、效率高、性能好,广泛应用于各种电子产品,诸如手机、MP3、PDA、手提电脑等,已经成为市场的主流。因此,设计开发高效率、小体积的 DC—DC开关电源芯片,无论是从经济角度,还是从科学研究上来讲都是很有价值的。<br>   本文设计了一种峰值电流控制模式PWM电源管理IC。该电路工作频率为1MHZ,输入电压范围2.5V-6V,输出电压在0.9V-4V间连续可调,最大负载电流达 到600mA,外围应用电路简单。在stand-by模式下,所有电路均被关断,消耗电流控制在1uA以下。<br>   在本文中,首先对DC-DC开关电源的工作原理、设计思想和系统性能作了详细的分析,随后根据设计要求进行了电路的总体设计,完成了各个子电路的 原理分析,电路设计和仿真验证,重点阐述了带隙基准源、欠压保护模块、电流采样电路、死区时间控制电路和比较器的分析、设计和验证过程并利用 Cadence软件对各个模块和系统性能进行了仿真。仿真结果表明,本文完成设计工作,达到设计指标。

2.期刊论文 杨苹.石安辉.胡郴龙.YANG Ping.SHI An-hui.HU Chen-long 控制关断时间的峰值电流模式准PWM控制 方法 -电力系统及其自动化学报2010,22(3)
为使采用峰值电流模式控制方法的电流环在不做斜坡补偿的情况下能在很宽的占空比范围内稳定工作,文中提出了控制关断时间的峰值电流模式准 PWM控制方法.该方法通过输入输出电压或占空比的反馈独立控制关断时间以维持开关周期的恒定,并使电流环电感电流扰动偏差无法再逐周期传递,从而 消除了次谐波振荡的可能.由于峰值电流限值本身的纠偏作用,电流环电感电流的扰动偏差在单周期内即可被消除,动态调节时间极短,因此应用此方法的 电流环具有高度的稳定性和快速性.仿真与实验结果验证该控制方法及其分析的正确性.

3.学位论文 樊磊 一种LED驱动芯片的设计 2009
LED具有发光强度大、效率高、体积小、使用寿命长等优点,被认为是当前最具有潜力的光源之一,为了充分发挥其优势,良好的驱动电路是不可或 缺的。LED驱动芯片已经成为目前电源管理芯片市场的研究热点。驱动LED的关键是要提供恒定的电流,以保证发光强度的稳定和均匀,利用升压DC/DC转 换器来驱动白光LED具有高效率、高精度、高匹配、应用灵活等优点,本文设计了一种可用于便携式设备背光LED驱动的电流控制模式DC/DC单片开关电源 芯片。<br>   本文首先对驱动LED的常见的三种方式进行了介绍,其中包括LDO驱动方式、电荷泵驱动方式和DC/DC变换器驱动方式,并对这三种常见的结构进行了分 析和比较,然后阐述了DC/DC变换技术的工作原理和几种基本结构,并介绍了电流控制和电压控制两种模式,最终采用了升压型电流模式的DC/DC转换器 作为LED的驱动芯片。在搭建了芯片的整体构架的基础上,本文完成了对各个单元电路的分析和设计,其中着重了分析芯片中的带隙基准电路、振荡器电 路、比较器、误差放大器和过温保护等模块电路。芯片采用了电流模式PWM控制方式和同步整流技术,从而提高了转换效率。<br>   在完成原理分析和电路设计的基础上,本文应用cadence对各个子电路模块和整体电路进行了功能仿真和模拟,仿真结果基本达到设计预期,说明本文 利用升压型电流控制模式的DC/DC变换技术设计的LED驱动芯片具有良好的性能。

4.期刊论文 赵淑琴.李科.胡育强.韩理论.ZHAO Shuqin.LI Ke.HU Yuqiang.HAN Lilun 一种高效的PWM开关电源控 制新技术 -现代电子技术2007,30(18)
研究了一款新型的脉宽调制(PWM)控制电路,该电路结构将传统的误差放大器,斜坡补偿和峰值电流检测电路转化为一个多输入的求和比较器来实现 .从而使DC/DC转换结构变得简单,并且能够避免传统结构在PWM比较器输出的占空比大于50%时的稳定性问题.经HSpice仿真验证后得出该电路可适用于各 种高精度DC/DC开关电源.

5.学位论文 黄鹏 一种电流模式PWM开关电源控制器的设计 2008
近年来,随着我国经济的发展,计算机、通讯等行业对电源产品需求不断的增长,电源控制器的研究已成为国内功率电子学领域中的一大热点。传 统的线性稳定电源因为输出精度低、效率低、散热问题大以及很难在一个通用的输入电压范围内工作,逐渐被体积小,重量轻,稳定可靠的开关电源所 取代。所以选择以开关电源控制器芯片作为课题,不仅具有理论意义,同时也有很大的经济效益和社会效益。 基于双极工艺,本文主要完成了一种电流型PWM控制器的设计。本文首先分析了脉冲宽度调制(Pulse-width modulation,PWM)控制芯片的工作原理 。之后阐述了脉冲宽度调制和脉冲频率调制的工作原理。对电压反馈和电流反馈两种控制模式进行了原理阐述和特点对比,然后根据设计要求进行了本 文整体电路的设计。 根据功能需要设计了整体电路框图,确定设计参数要求。接着分块设计了芯片内部各个功能模块,包括高增益、宽带宽的PWM比较器、带隙基准电压 源、外接定时电容的振荡器、过欠压保护电路、斜坡补偿电路、温度保护电路等。利用Cadence EDA设计工具,对各功能块都进行了仿真。仿真结果表明 :这款开关电源芯片,工作温度范围0℃-150℃;工作频率65KHz;最大功率18W,该控制器很好的满足了设计要求,完成了该集成电路的前端设计。 整体电路采用华润晶芯1.8μm Bipolar工艺库设计,使用Cadence Spectre作电路仿真,使用Cadence Composer绘制版图,介绍了实现电路的工艺流 程和版图层次。对版图进行DRC、LVS验证,完成了整体设计。

6.学位论文 郭婷 1.6MHz同步整流DC-DC降压转换器设计 2007
随着电子技术的快速发展,集成开关电源已在通讯、电子计算机、消费类电子产品等领域获得了广泛应用。高效率、高可靠性、低能耗、低噪声、抗 干扰和模块化,是目前电源芯片的主要发展趋势。为适应便携式电子产品的应用要求,必须采用新技术,不断完善电源管理芯片的性能。 论文首先系统阐述了DC-DC系统结构与转换原理,讨论了电压模式控制、电流模式控制、脉冲宽度调制、脉冲频率调制四种控制方式,在此基础上从转 换功率角度引入同步整流技术,着重探讨了如何设计一款固定频率同步整流降压型DC-DC转换器。论文对基准偏置产生电路、振荡器电路、误差放大器、 斜率补偿电路、PWM比较器等电路做了精确的理论计算,对其中的关键电路进行了详细分析和设计。论文采用CSMC 0.5μm CMOS工艺对电路进行了仿真和 优化,完成了整个版图的设计,最后利用Cadence Spectre进行仿真验证,结果表明,该系统运行稳定,纹波低于14mv,效率高达96%,满足设计指标的要求。 这款芯片内置同步开关大大提高了效率,无需使用外部肖特基二极管,开关频率达1.6MHz,因此可采用小表面贴装型电感器和电容器。面市后将广泛用 于蜂窝电话,MP3播放机,数码相机,便携式设备等,有很大的市场潜力。

7.期刊论文 华伟 通信开关电源的五种PWM反馈控制模式研究 -通信电源技术2001,""(2)
根据实际设计工作经验及有关参考文献,比较详细地依据基本工作原理图说明了电压模式、峰值电流模式、平均电流模式、滞环电流模式、相加模式 等PWM反馈控制模式的基本工作原理、发展过程、关键波形、性能特点及应用要点.

8.学位论文 王忠芳 基于CD工艺的变换器芯片的分析与设计 2007
和传统的线性电源相比,单片开关电源具有体积小、重量轻和效率高等优点,被誉为高效节能电源。近20多年来,单片开关电源沿着两个方向不断 发展,第一个发展方向是对开关电源的核心单元一控制电路实现集成化。第二个发展方向则是对中、小功率开关电源实现单片集成化。 为了将电源的控制调节电路、保护电路、驱动电路及功率开关管制作在同一芯片上,本论文研究选取了基于CMOS工艺的CD工艺,能够在同一硅片上 制作双极器件、CMOS器件和DMOS功率器件,具有功耗低、集成度高、驱动能力强等优点。为了实现工艺兼容,在P+埋层上制作P阱形成对通隔离,既降低 了成本,又缩小了芯片面积。

根据电流模式的PWM控制原理,本论文研究设计了一款基于CD工艺的变换器芯片。论文对该变换器芯片各功能模块,如基准电压电路、偏置电路、锯 齿波振荡发生电路、自举驱动电路、过热保护电路、欠压保护电路、电流检测电路等进行了设计并给出了仿真验证结果。该芯片具有变频保护功能:正 常工作时工作频率恒定;输出过载或短路时不仅工作频率急剧降低而且占空比也变小,保证了用户系统的安全。当使能端的电压为低电平时,芯片处于 关断状态,静态电流及静态功耗很小,通过对使能端的控制可方便地实现芯片的遥控、定时、开关控制等功能。该芯片只需外接少数元件就可构成一高 性能的BUCK DC/DC开关电源,可广泛应用于分布式电源系统、电池充电器、线性调节器的前级调节等。 通过应用Hspice软件对该变换器芯片应用电路的仿真,验证了设计方案和理论分析的可行性和正确性,同时在芯片电路设计的基础上,应用台湾汉 磊0.8μm工艺设计规则完成了芯片版图的绘制,编写了DRC、INS文件并验证了版图的正确性。所设计的基于CD工艺的单片DC/DC变换器芯片达到了预期的 要求。

9.期刊论文 安森美半导体 固定开关频率电流模式电源的过载补偿 -中国集成电路2004,""(12)
电流模式电源的工作原理是基于对流经电感的峰值电流的监视.通过调整功率开关关断时的峰值电流设置点,使反馈环路能够稳定流向给定负载的功 率.但是在某些情况下环路要求获得最大的输出功率,这种情况发生在启动期间或转换器过载或短路时.然而,脉冲宽度调制(PWM)控制器的内部电路中含有 几个影响反应时间的级联逻辑门.图1a显示了安森美半导体(www.onsemi.com.cn)固定频率控制器NCP1200的简化电路:

10.学位论文 赵新毅 基于BCD工艺的单片BUCK DC/DC变换器芯片设计 2006
电源是电子设备的重要组成部分,其性能的优劣直接影响着电子设备的稳定性和可靠性。随着电子技术的发展,电子设备的种类越来越多,其对电 源的要求也更加灵活多样。BUCKDC/DC变换器由于电路结构简单、调整方便、可靠性高等优点,在降压式场合一直得到广泛的应用。 BCD工艺是将DMOS与低压BiCMOS工艺结合起来的一种新型工艺,具有功耗低、集成度高、驱动能力强等优点。本论文针对此优点应用专用集成电路的 设计方法,根据BUCKDC/DC变换器的工作原理及电流模式的PWM控制技术,设计了一款基于BCD工艺的单片BUCKDC/DC变换器芯片。文中对该变换器芯片各 功能模块,如基准电压电路、过热保护电路、偏置电路、误差放大电路、电压比较电路、锯齿波振荡发生电路、自举驱动电路、欠压保护电路、电流检 测电路等进行了设计并给出了仿真验证结果。该芯片具有变频保护功能:正常工作时工作频率恒定;输出过载或短路时不仅工作频率急剧降低而且占空 比也变小,大大降低了短路电流和短路损耗,同时也保证了用户系统的安全。当使能端的电压为低电平时,芯片处于关断状态,静态电流及静态功耗很 小。通过对使能端的控制可方便地实现芯片的遥控、定时、开关控制等功能。该芯片只需外接少数元件就可构成一高性能的单片BUCKDC/DC开关电源,可 广泛应用于分布式电源系统、电池充电器等。 通过对变换器芯片应用电路的Hspice仿真,验证了设计方案和理论分析的可行性和正确性,同时在芯片电路设计的基础上,应用台湾汉磊 0.8μmBCD工艺设计规则完成了芯片版图的绘制,编写了DRC、LVS文件并验证了版图的正确性。所设计的基于BCD工艺的单片BUCKDC/DC变换器芯片达到了 预期的要求。

本文链接:http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y1556692.aspx 授权使用:东南大学图书馆(wfdndx),授权号:77f5050f-0148-47aa-a728-9e3601797713 下载时间:2010年11月22日


相关文章:
降压型(BUCK)DC-DC电路的设计与制作实验报告_图文
降压型(BUCK)DC-DC电路的设计与制作实验报告_电子/电路_工程科技_专业资料。...双踪 示波器,万用表以及相应的电源线,输出线等,领取镊子,剪刀,芯片,电烙铁 ...
基于双向DC-DC电路的Buck 开关稳压电源参考设计-2016
基于双向DC-DC电路的Buck 开关稳压电源参考设计-2016_电子/电路_工程科技_专业...(1)开关频率设置 选择 SG3525A 控制芯片,由于该芯片为双端输出控制,故电路...
基于Buck-Booost电路的双向DC-DC变换电路
基于Buck-Booost电路的双向DC-DC变换电路_工学_高等...随着开关电源技术的不断发 展,双向 DC/DC 变换器...功稳压芯片所构成的稳压电路结合构成 DC-DC 双向...
基于BUCK电路的电源设计
21 摘要 Buck 电路是 DC-DC 电路中一种重要的基本电路,具有体积小、效率高的 优点。本次设计采用 Buck 电路作为主电路进行开关电源设计,根据伏秒平衡、 安秒...
DC-DC boost-buck技术归纳
DC-DC boost-buck技术归纳_计算机硬件及网络_IT/计算机_专业资料。DC-DC升压...开关电源DC-DC buck和bo... 22页 2下载券 DC-DC变换器 BUCK BOOS... ...
基于BUCK电路的电源设计(DOC)
21 摘要 Buck 电路是 DC-DC 电路中一种重要的基本电路,具有体积小、效率高的 优点。本次设计采用 Buck 电路作为主电路进行开关电源设计,根据伏秒平衡、 安秒...
基于LM2596的DC-DC电路分析_图文
基于LM2596的DC-DC电路分析_电子/电路_工程科技_专业资料。介绍了基于LM2596的DC/DC设计 电路总体说明 LM2596 属于 DC-DC 开关电源的 BUCK 类电压反馈式的降压...
典型的集成Buck型DC
文中设计了一种 新颖的适用于 Buck 型 DCDC 的抗振铃电路,在芯片内部采用一个线性时变电阻网络 将电感的一端与芯片的电源(或地)之间进行连接,进行振铃衰减时...
DC-DC变换器 BUCK BOOST
维持稳定输 出电压的一种电源,开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制 IC ...[全文] 设计也比较困难。 (1)降压式(Buck)DC/DC 变换器 如图1所示的直流...
BUCk型DCDC变换器控制模块设计思路
BUCk 型 DC/DC 变换器控制模块设计思路 [导读 ]直流斩波电路实验的内容包括...降压斩波电路的基本原理是: 在开关 V 导通期间, 电源 F 向负载供电, 负载...
更多相关标签: