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申请上海交通大学工程硕士专业学位论文

LLC 半桥谐振电路的设计与应用

学 院 班 学

校: 系: 级: 号:

上海交通大学 微纳科学研究院 Z0834021 1083402006 董 艳 电子与通信工程 戴庆元(教授)

工程硕士生: 工程领域: 导 师Ⅰ: 导 师Ⅱ:

上海交通大学电子信息与电气工程学院 2011 年 1 月

Design and Application of LLC Half bridge Resonant circuit

Author:Dong Yan Specialty: Semiconductor Science Advisor Ⅰ : Prof. Dai Qingyuan Advisor Ⅱ :

School of Electronics and Electric Engineering Shanghai Jiao Tong University Shanghai, P.R.China Jan, 2011

上海交通大学 学位论文原创性声明

本人郑重声明:所呈交的学位论文,是本人在导师的指导下,独立进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外,本论文不包含 任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。 对论文的研究做出 重要贡献的个人和集体,均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到 本声明的法律结果由本人承担。

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摘要

LLC 半桥谐振电路的设计与应用 摘 要
现代开关电源要求具有较高的功率密度和平滑的电磁干扰(EMI)信号,并且所需 要的电子元器件数量少、效率高。虽然在这方面可选的 DC-DC 拓扑众多,但是 LLC 半桥 谐振电路凭借其软开关的特点在满足以上要求拥有独特的优势。对比常规谐振器,LLC 型谐振变换器具有许多优点。 首先, 它可以在输入和负载大范围变化的情况下调节输出, 同时开关频率变化相对很小。 第二, 它可以在整个运行范围内, 实现零电压切换 (ZVS) 。 最后,所有寄生元件,包括所有半导体器件的结电容和变压器的漏磁电感和激磁电感, 都是用来实现 ZVS 的。 本文首先对各种谐振变换器的优缺点进行了比较, 总结出 LLC 谐振变换器的主要优 点。并以 90W 电脑适配器项目为设计目标,对整个系统进行测试,验证理论提出的优化 方案。90W 电脑适配器 LLC 前级使用 PFC 电路,后级使用 LLC 半桥谐振电路。 文章第一部分总结了不同谐振变换器的优缺点,介绍了 LLC 型谐振变换器的原理, 并对 LLC 半桥谐振电路在各个时间周期的工作特性和原理进行逐一阐述和分析。 第二部 分阐述了对 LLC 半桥谐振电路进行简化和建模,通过分析 LLC 谐振电路频域直流特性, 总结实际设计要素。第三部分提出实际优化方案,其中包括设计主变压器设计和关键元 器件的选择,并从实验结果中验证。最后,通过对 90W 电脑适配器项目的设计,包括 PFC 电路设计部分和 LLC 半桥谐振电路部分,逐步说明设计流程和解决方案。测试部分 不仅针对应用 LLC 半桥谐振的 90W 电脑适配器, 同时协助测试分析市场上其他拓扑结构 的同等功率等级电脑适配器。通过比较,90W 半桥谐振适配器在效率方面有着明显的优 势,并在待机功耗等其他方面表现优良。

关键词:LLC, 半桥谐振电路, MOSFET, 软开关

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ABSTRACT

Design and Application of LLC Half bridge Resonant Circuit

ABSTRACT
Modern switching power demands power supply with high power density, smooth EMI signal, and high efficiency, less external components. Although there are variable DC-DC topology in this field, LLC half bridge resonant circuit has unique advantages because of its ZVS (Zero Voltage Switching) feature. As for other normal resonant circuit, LLC resonant circuit has lots of virtue. Firstly, LLC resonant circuit is able to adjust output when input voltage and output load change in wide range. Meanwhile its switching frequency has little change compares to other normal resonant circuit. Secondly, LLC resonant circuit is able to achieve ZVS within whole operation range. Lastly, in LLC resonant circuit, all the components are to achieve ZVS, including all capacitor, leakage inductor and magnetizing inductor of transformer. In this article, different resonant circuits are contrasted and main advantages of LLC resonant circuit comes out through the comparison. Then through 90W adaptor project, the optimization proposals are verified in experiment by testing whole board. There are two stages in 90W adaptor, first stage is PFC circuit based on L6563, and second stage is LLC half bridge resonant circuit based on L6599. First part of this article is to conclude virtue and defect of different resonant circuit and introduce the principle. The working feature and principle are explained one by one when circuit working in different period. In second part of this article, LLC half bridge resonant circuit simplification and model build are introduced. Through conversion ratio of LLC resonant circuit, the main design key points are concluded. Some optimization proposals are

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ABSTRACT

raised in the third part of this article, including design key points of main transformer and key components selection. They are needed to be verified in experiment. In the last part of this article, by working on project -90W adapter for notebook, the design flowchart is listed step by step. Both PFC circuit and LLC half bridge resonant circuit are included. Meanwhile, the relative problems in experiment are also raised and its solution is provided according to personal point of view. The testing job is not only for this 90W LLC half bridge resonant adaptor, but also other 90W adaptor with different topology. By compared with other topoloies, 90W half bridge LLC has obvious advantage on efficiency. For other factors, it also performs very well.

KEY WORDS LLC, Half bridge resonant circuit, MOSFET, ZVS

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符号说明

符号说明

Abbreviations 缩略语 PFC ZVS SRC PRC SPRC

Full spelling 英文全名 Power Factor Corrector Zero Voltage Switching Seires Resonant Circuit Parallel Resonant Circuit Seires - Parallel Resonant Circuit

Chinese explanation 中文解释 功率因数校正器 零电压开通 串联谐振电路 并联谐振电路 串并联谐振电路

★ 注:在此缩略语按字母顺序排列,并非按文中出现顺序排列。

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目录





摘 要.............................................................................................................................. I ABSTRACT ................................................................................................................... II 符号说明 ....................................................................................................................... IV 第一章引言 ..................................................................................................................... 1 1.1 课题研究背景与意义 ............................................................................................................................ 1 1.2 课题研究内容与任务 ............................................................................................................................ 2 1.2.1 课题研究内容 ................................................................................................................................ 2 1.2.2 课题研究任务 ................................................................................................................................ 2 1.3 论文的组织结构及其章节安排 ............................................................................................................. 2 第二章 LLC 半桥谐振电路原理 ........................................................................................... 5 2.1 LLC 半桥谐振电路................................................................................................................................. 5 2.1.1 不同谐振电路的比较 .................................................................................................................... 5 2.1.2 基本电路 ........................................................................................................................................ 5 2.2 LLC 半桥谐振电路基本原理 ................................................................................................................. 6 2.3 本章小结 ...............................................................................................................................................11 第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模................................................................................... 12 3.1 LLC 半桥谐振电路简化 ....................................................................................................................... 12 3.2 本章小结 .............................................................................................................................................. 16 第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案................................................................................... 18 4.1 频率设置优化 ...................................................................................................................................... 18 4.2 LR/LM 设计优化 ................................................................................................................................... 21 4.3 MOSFET 零电压开通条件 .................................................................................................................. 22 4.4 PWM 控制器选择优化......................................................................................................................... 25 4.5 本章小结 .............................................................................................................................................. 27 第五章 90W 电脑适配器系统设计 ..................................................................................... 28 5.1 PFC 部分设计—基于 PFC 控制芯片 L6563 ....................................................................................... 28 5.1.1 功率因数矫正的基本概念 .......................................................................................................... 28 5.1.2 90W 电脑适配器 PFC 部分设计 ................................................................................................ 30 5.2 DC-DC 部分设计—基于半桥 LLC 控制芯片 L6599 ......................................................................... 33 5.3 本章小结 .............................................................................................................................................. 37 第六章 90W 电脑适配器整机测试 .................................................................................... 38 6.1 整机测试 ............................................................................................................................................... 38 6.2 测试分析 .............................................................................................................................................. 43 6.2.1 效率比较 ...................................................................................................................................... 43 6.2.2 待机功耗比较 .............................................................................................................................. 44 6.2.3 短路保护比较 .............................................................................................................................. 45 6.2.4 功率因数比较 .............................................................................................................................. 45 6.2.5 电流谐波比较 .............................................................................................................................. 46

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目录

6.3 损耗分析 .............................................................................................................................................. 48 6.3.1 PFC 电路部分 .............................................................................................................................. 48 6.3.2 DC-DC 电路部分 ......................................................................................................................... 48 6.4 本章小结 .............................................................................................................................................. 50 第七章 实验中遇到的问题及解决方案 ............................................................................... 51 7.1 实验中遇到的问题 .............................................................................................................................. 51 7.2 解决方案 .............................................................................................................................................. 52 7.3 本章小结 .............................................................................................................................................. 54 第八章 总结与展望 ........................................................................................................ 55 8.1 论文工作回顾 ...................................................................................................................................... 55 8.2 论文成果与意义 .................................................................................................................................. 55 8.3 存在的问题及进一步工作 .................................................................................................................. 56 参 考 文 献 ................................................................................................................. 58 附录 1 90W 电脑适配器元器件表................................................................................... 59 致 谢 ......................................................................................................................... 62 作者攻读学位期间发表的论文 .......................................................................................... 63

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第一章引言

第一章引言

1.1 课题研究背景与意义
随着现代电力电子技术的发展,开关电源向着高频化、集成化、模块化方向发展。 提高开关频率能减小体积,提高功率密度及可靠性,平滑变化的波形和较小的电压/电 流变化率也有利于改善系统的电磁兼容性,降低开关噪声。功率谐振变换器以谐振电路 为基本的变换单元,利用谐振时电流或电压周期性的过零,从而使开关器件在零电压或 零电流条件下开通或关断, 以实现软开关, 达到降低开关损耗的目的, 进一步提高效率, 因此得到了重视和研究。谐振网络通常由多个无源电感或电容组成,由于元件个数和连 接方式上的差异,按不同谐振方式可分为串联谐振变换器、并联谐振变换器以及两者结 合产生的串并联谐振变换器。 串联谐振由于是串联分压方式,其直流增益总是小于 1,类似 BUCK 变换器;轻载 时为稳住输出电压,必须提高开关频率,在轻载或空载的情况下,输出电压不可调,输 入电压升高使系统的工作频率将越来越高于谐振频率,而谐振频率增加,谐振腔的阻抗 也随之增加,这就是说越来越多的能量在谐振腔内循环而不传递到副边输出;但在负载 串联谐振中,流过功率器件的电流随着负载变轻而减小,使通态损耗减小。并联谐振的 输出端可以开路但不能短路,会损坏谐振电容,并且过大的原边回路电流对开关器件及 电源都会产生冲击;轻载时,不需通过大幅改变频率来稳住输出电压,与串联谐振相比 变换器工作范围更大,可工作至空载;当轻载时输入电流变化不大,开关管的通态损耗 相对固定,在轻载时的效率比较低,较为适合工作于额定功率处负载相对恒定的场合。 串并联谐振电路的输出电压可高于或低于电源电压,且负载变化范围宽,是目前研究领 域中较主流的结构。 为了解决传统谐振变换器的局限性,提出了 LLC 谐振变换器;因为它优于常规串联 谐振变换器和并联谐振变换器,在负载和输入变化较大时,频率变化仍很小,且全负载 范围内切换可实现零电压转换(ZVS)。另外全球对降低能耗的需求正在促进节能技术的 推广。在 70W - 500W 交流输入电源中,由于 LLC 半桥谐振转换器 (效率通常在 90%以 上) 的效率高于标准电源拓扑,所以其运用越来越广泛。本论文致力于研究如何设计 90W 适配器,使其有效提高效率,增加功率密度,降低开关噪声,改善电子兼容性。

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第一章引言

1.2 课题研究内容与任务

1.2.1 课题研究内容 本论文的主要研究的内容如下: 分析 LLC 半桥谐振电路的工作原理和不同周期电路工作状态; 采用数学建模方式,建立 LLC 谐振器的分析模型,然后利用该模型分析和总结设计 要素; 提出 LLC 半桥谐振电路优化方案,并通过试验论证方案; 在进行 90W 电脑适配器的实际项目中,对整个系统进行设计,系统由两级构成,第 一级为基于 L6563 芯片的 PFC 电路,第二级为基于 L6599 芯片的 LLC 半桥谐振电路; 90W 电脑适配器整机性能测试,并且比较分析与市场上同类产品应用不同拓扑电路 结构式的性能; 1.2.2 课题研究任务 通过反复验证总结优化方案,为项目提供理论基础及实践论证;本人通过参与 90W 电脑适配器项目的设计与测试,做到掌握 LLC 半桥谐振电路的工作原理和优化设计,并 参与测试 90W 适配器的整机性能, 协助测试和分析在市场上同类适配器应用不同电路拓 扑结构的系统性能。总结并完善 LLC 半桥谐振电路的应用

1.3 论文的组织结构及其章节安排
论文首先论述了现有谐振电路优缺点及在该领域的技术现状; 然后针对 LLC 谐振电 路进行了研究和分析对比,提出运用能够满足目前市场对开关电源的高效率、低 D 电磁 干扰、少元器件和高性价比的要求。并且针对 LLC 半桥谐振电路,详细分析了该电路的 工作原理。接着通过简化电路、建立模型研究掌握该电路的工作特性和设计要点。具体 研究了 LLC 谐振电路的优化方案,并从 4 个不同方面提出具体改进措施。而后具体设计 了针对 90W 电脑适配器应用的系统方案,包括前级 PFC 电路,后级 LLC 半桥谐振电路, 最后对测试结果进行分析和对比,并验证理论分析在实验中的结果。

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第一章引言

本文各章节安排内容如下: 第二章 LLC半桥谐振电路原理 本章比较了不同谐振电路,分析了 LLC 半桥谐振电路在各个时间的工作特性和状 态,阐述了 LLC 谐振变换器的工作原理和工作过程,说明 LLC 谐振变换器是一种具有布 线简单、成本低、性能稳定和可靠性高的优点。 第三章 LLC半桥谐振电路简化建模 本章通过对 LLC 半桥谐振电路的简化,用角频率、输出阻抗、激磁电感表达其传递 函数。同时借助 LLC 谐振电路直流特性图分析其不同工作区域:容性区,感性区,边界 区和负载独立工作点。 并且使电路工作在负载独立工作点附近有利于 LLC 谐振电路设计 优化。 第四章 模块的硬件设计 本章阐述 LLC 谐振电路可以从四个方面着手优化电路。首先是开关频率优化设置, 将开关频率设置在高于第二谐振频率附近,有效避免工作在容性区域。第二是变压器和 谐振电感的优化设计,可以得出,λ 值需合理设计,过大或过小均会影响电路增益和工 作频率范围,其值需在实验中微调。第三是确定 MOSFET 零电压开通条件,满足这一要 求的 MOSFET 可以遵循本章所得公式 4-14 选择。 最后是要选择具有初级测电流监测功能 的 LLC 半桥谐振电路 PWM 控制芯片,这种芯片可以有效防止电路进入容性区域,提高效 率。 第五章 90W电脑适配器系统设计 本章根据整个 90W 电脑适配器的要求进行了系统设计,其前级是基于 L6563 的 PFC 电路,包括磁性器件和主要功率期间的设计和选择;后级是基于 L6599 的 LLC 半桥谐振 电路,包括主变压器和开关管的设计和选择,给出了各部分性能和参数,但目前对 LLC 谐振电路补偿回路的设计最有效的方法依然是通过实验来完成。下一章将对本实验板, 验证理论分析和设计的正确性。 第六章 90W电脑适配器整机测试 本章对 90W 电脑适配器实验板进行整机测试,包括基本性能测试,并对比其他电路 拓扑且同等功率等级适配器(单级适配器、准谐振反激适配器)性能,应用 LLC 半桥谐 振电路的 90 电脑适配器在效率、短路保护、功率因数、电流谐波方面都优于其它两种 适配器;本章还较大篇幅的分析了此实验板的损耗计算和分布,DC-DC 部分次级侧损耗 较大,此项工作有利于今后进一步优化效率提供理论依据。 第七章 实验中遇到的问题及解决方案 在实验中,当 LLC 半桥谐振电路开机时,发现上下 MOSFET 是处于硬开关情况,并 且流过较大峰值电流;通过实验验证,由于开机瞬间谐振腔没有正常工作,下管选择需

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第一章引言

较小体二极管恢复时间的 MOSFET 能明显减少大尖峰电流的峰峰值, 减少硬开关的风险。

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

第二章 LLC 半桥谐振电路原理

2.1 LLC 半桥谐振电路

2.1.1 不同谐振电路的比较 在目前的谐振电路中,串联谐振(SRC) 、并联谐振(PRC)和串并联谐振(SPRC) 已经被业界所熟知,它们因未能实现零电压开通而被广泛应用于开关电源中。但是,它 们都不适合应用于开关频率高和效率高的场合。首先是串联谐振,为了确保轻载时输出 电压的稳定,串联谐振的开关频率往往需要上升到很高,而这种问题在并联谐振和串并 联谐振中并不存在,但是并联谐振的关断电流比串联谐振大很多,这是并联谐振的最大 问题;其二,在上面提到的所有这三个谐振电路中都有一个共同的缺点,那就是回送至 输入端的能量都会随着输入电压的增加而增加。最后,这三种谐振电路的工作频率都会 随着输入电压的增加而提高,并且随输入电压的增加,工作频率离谐振频率越远。 通过简单总结串联谐振、并联谐振和串并联谐振电路的优缺点,可以看出这三种谐 振电路在实现软揩干的同时都必须牺牲其它方面的性能,因此都不是理想的软开关电 路。尽管这三种谐振电路都有各自的缺点,但是通过它们仍可以得出总结:第一,谐振 电路都有两个谐振频率,通常工作在较高的那个谐振频率电路的效率更高;第二,为了 确保功率器件零电压开通,谐振电路工作需工作在直流特性的下降段。事实上,LLC 半 桥谐振电路克服了串联谐振电路轻载输出调整差的缺点, 即使在没有任何负载的情况下 也可实现软开关,这对 DC/DC 电路的效率提高做出很大贡献。接下来的文章中会具体讨 论 MOSFET 在 LLC 拓扑中的性能和可靠性,同时详细介绍 LLC 谐振电路原理和技巧。

2.1.2 基本电路 LLC 半桥谐振电路中,根据这个谐振电容的不同联结方式,典型 LLC 谐振电路有两 种连接方式, 如下图 1 所示。 不同之处在于 LLC 谐振腔的连接, 左图采用单谐振电容 (Cr) ,

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

其输入电流纹波和电流有效值较高,但布线简单,成本相对较低;右图采用分体谐振电 容(C1, C2) ,其输入电流纹波和电流有效值较低,C1 和 C2 上分别只流过一半的有效 值电流,且电容量仅为左图单谐振电容的一半。

图 2-1 典型电路 Fig.2-1 Tipical Circuit

2.2 LLC 半桥谐振电路基本原理
LLC 谐振变换的直流特性分为零电压工作区和零电流工作区。这种变换有两个谐振 频率。一个是 Lr 和 Cr 的谐振点,另外一个谐振点由 Lm, Cr 以及负载条件决定。负载 加重,谐振频率将会升高。这两个谐振点的计算公式如下: 1 fr1 ? 2π L r C r 1 fr2 ? 2π (L m ? L r )C r

公式 2-1

考虑到尽可能提高效率,设计电路时需把工作频率设定在 fr1 附近。其中,fr1 为 Cr,Lr 串联谐振腔的谐振频率。当输入电压下降时,可以通过降低工作频率获得较大的 增益。通过选择合适的谐振参数,可以让 LLC 谐振变换无论是负载变化或是输入电压变 化都能工作在零电压工作区。 总体来说 LLC 半桥谐振电路的开关动作和半桥电路无异,但是由于谐振腔的加入, LLC 半桥谐振电路中的上下 MOSFET 工作情况大不一样,它能实现 MOSFET 零电压开通。 其工作波形图如下:

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

图 2-2 工作波形示意图 Fig.2-2 Operation Waveform

上图为理想半桥谐振电路工作波形图;图中,Vgs1 和 Vgs2 分别是 Q1、Q2 的驱动 波形,Ir 为谐振电感 Lr 电感电流波形,Im 为变压器漏感 Lm 电流波形,Id1 和 Id2 分 别是次级侧输出整流二级管波形,Ids1 则为 Q1 导通电流。波形图根据不同工作状态被 分成 6 个阶段,下面具体分析各个状态,LLC 谐振电路工作情况: ? T0~ T1: Q1 关断、Q2 开通;这个时候谐振电感上的电流为负,方向流向 Q2。在 此阶段,变压器漏感不参加谐振, Cr、Lr 组成了谐振频率,输出能量来自于 Cr 和 Lr。这个阶段随着 Q2 关断而结束。下图 3 为 LLC 半桥谐振电路在 T0~ T1 工 作阶段各个元器件工作状态。

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

图 2-3 T0~T1 工作阶段 Fig.2-3 Operation at T0~T1

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T1~ T2:Q1 关断、 Q2 关断; 此时为半桥电路死区时间, 谐振电感上的电流仍为负, 谐振电流对 Q1 的输出电容(Coss)进行放电,并且对 Q2 的输出电容(Coss)进 行充电,直到 Q2 的输出电容的电压等于输入电压(Vin),为 Q1 下次导统创造 零电压开通的条件。由于 Q1 体二级管此是出于正向偏置,而 Q2 的体二级管示反 相偏置,两个电感上的电流相等。输出电压比变压器二次侧电压高,D1、D2 处 于反偏状态,所以输出端与变压器脱离。此阶段,Lm 和 Lr、Cr 一同参加谐振。 随着 Q1 开通,T1~ T2 阶段结束。下图 4 为 LLC 半桥谐振电路在 T1~ T2 工作阶 段各个元器件工作状态。

图 2-4 T1~T2 工作阶段 Fig.2-4 Operation at T1~T2

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T2~ T3: Q1 开通、Q2 关断(一旦 Q1 的输出电容被放电放到零时)。此时谐振电 感上的电流仍旧为负,电流经 Q1 的体二级管流回输入端(Vin)。同时,输出整 流二级管(D1)导通, 为输出端提供能量。 变压器漏感 (Lm) 在此阶段被持续充电。

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

只有 Lr 和 Cr 参与谐振。一旦谐振电感 Lr 上的电流为零时,T2~ T3 阶段结束。 下图 5 为 LLC 半桥谐振电路在 T2~ T3 工作阶段各个元器件工作状态。

图 2-5 T2~T3 工作阶段 Fig.2-5 Operation at T2~T3

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T3~ T4:此阶段始于谐振电感 Lr 电流变负为正,Q1 开通、Q2 关断,和 T2~ T3 阶段一样。谐振电感电流开始从输入端经 Q1 流向地。变压器漏感 Lm 此时被此电 流充电,因此参加谐振的器件只有 Lr 和 Cr。输出端仍由 D1 来传输能量。随着 Q1 关断,T3~ T4 阶段结束。下图 2-6 为 LLC 半桥谐振电路在 T3~ T4 工作阶段各 个元器件工作状态。

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

图 2-6 T3~T4 工作阶段 Fig.2-3 Operation at T3~T4

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T4~ T5: Q1 关断,Q2 关断;此时为半桥电路死区时间。此时,谐振电感电流对 Q1 的输出电容 Coss 进行充电,并对 Q2 的输出电容 Coss 进行放电直到 Q2 上输 出电容电压为零,导通 Q2 的体二级管,为 Q2 零电压开通创造条件。在此期间, 变压器二次侧跟 T1~ T2 阶段一样,脱离初级侧。在死去时间,变压器漏感 Lm 参 与谐振。此阶段随着 Q2 开通而结束。下图 7 为 LLC 半桥谐振电路在 T4~ T5 工作 阶段各个元器件工作状态。

图 2-6 T4~T5 工作阶段 Fig.2-6 Operation at T4~T5

?

T5~ T6: Q1 关断,Q2 导通。由于 T4~ T5 阶段中 Q2 的输出电容已经被放电至零, 因此 T5~ T6 阶段 Q2 以零电压开通。能量由谐振电感 Lr 经 Q2 续流,输出端由 D2 提供能量。此时,Lm 不参与 Lr 和 Cr 的谐振。此阶段随着谐振电感 Lr 电流变 为零而结束,重复 T0~ T1 状态。下图 8 为 LLC 半桥谐振电路在 T5~ T6 工作阶段 各个元器件工作状态。

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第二章 LLC 半桥谐振电路原理

图 2-5 T2~T3 工作阶段 Fig.2-5 Operation at T2~T3

由以上工作状态可以看出,除了 Q1、Q2 死区时间外,绝大多数时间,电路都可以 工作在由 Lr 和 Cr 构成的较高的谐振频率。这种情况下,变压器漏电感由于被输出电压 所钳位,因此,它会作为 Lr,Cr 串联谐振腔的负载形式存在,而不参与整个谐振过程。 由于这个被动负载,LLC 谐振变换轻载稳压可以不再需要很高频率。而且,由于这个被 动 Lm 负载,可以保证在任何负载情况下都能工作在零电压开关状态下。

2.3 本章小结
本章比较了不同谐振电路,分析了 LLC 半桥谐振电路在各个时间的工作特性和状 态,阐述了 LLC 谐振变换器的工作原理和工作过程,说明 LLC 谐振变换器是一种具有布 线简单、成本低、性能稳定和可靠性高的优点。

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第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

3.1 LLC 半桥谐振电路简化
对于 LLC 谐振电路,首先要了解软开关。对于普通的拓扑而言,在开关管开关时, MOSFET 的 D-S 间的电压与电流产生交叠,因此产生开关损耗。为了减小开关时的交叠, 人们提出了零电流开关(ZCS)和零电压开关(ZVS)两种软开关的方法。对于 ZCS:使开 关管的电流在开通时保持在零,在关断前使电流降到零。对于 ZVS:使开关管的电压在 开通前降到零在关断时保持为零。最早的软开关技术是采用有损缓冲电路来实现。从能 量的角度来看, 它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉, 从而改善开关管的工作条件。 这种方法对变换器的效率没有提高,甚至会使效率降低。目前所研究的软开关技术不再 采用有损缓冲电路,这种技术真正减小了开关损耗,而不是损耗的转移,这就是谐振技 术。而谐振变换器又分为全谐振变换器,准谐振变换器,零开关 PWM 变换器和零转换 PWM 变换器。全谐振变换器的谐振元件一直谐振工作,而准谐振变换器的谐振元件只参 与能量变换的某一个阶段,不是全程参与。零开关 PWM 变换器是在准谐振的基础上加 入一个辅助开关管,来控制谐振元件的谐振过程。零转换 PWM 变换器的辅助谐振电路 只是在开关管开关时工作一段时间,其它时间则停止工作。全谐振变换器主要由开关网 络和谐振槽路组成,它使得流过开关管的电流变为正弦而不是方波,然后设法使开关管 在某一时刻导通,实现零电压或零电流开关。 虽然理论上,LLC 半桥谐振电路可以在全负载范围内实现零电压开通,但是还是要 考虑谐振电路工作情况, 比如增益、 谐振频率。 确保了 LLC 谐振电路工作在期望的区域, 才能保证 MOSFET 实现零电压开通。为了更好的分析 MOSFET ZVS 条件与 LLC 谐振电路工 作区域的关系,首先需要分析谐振电路输入阻抗,因此对 LLC 半桥谐振电路进行以下简 化:

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第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

等效

图 3-1 LLC 半桥谐振电路简化电路 Fig.3-1 Simplified circuit of LLC half bridge resonant circuit

LLC 半桥谐振等效电路输出输入传递函数如下:

jwL m n 2 Z o jwL m ? n 2 Z o nVo ? jwL m n 2 Z o Vin/2 1 ? jwL m ? jwC r jwL m ? n 2 Z o
其中: fr1 ?

公式 3-1

1 ;第一谐振频率(两个谐振频率中频率较高者) 2π L r C r 1 fr2 ? ;第二谐振频率(两个谐振频率中频率较低者) 2π (L m ? L r )C r L λ ? r ;谐振电感与变压器漏感之比,简称“电感比” Lm f fn ? sw ;开关频率与第一谐振频率之比,简称“频率比” fr1 ZP Q ? 2o out2 ;品质因数 n Vout
Zo ? Lr 1 ;输出特征阻抗 ? 2π ? fr ? L r ? Cr 2π ? fr ? C r

n?

NP ;初级侧与次级侧变压器匝数比,简称“匝数比” Ns

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第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

由上述公式 1 左边部分进行变化, 可以得出两倍匝数比与输出电压的乘积对输入电 压关于频率比、电感比和品质因数的传递函数为: 2nVo M(fn , λ ,Q) ? Vin L f ZP 将 fn ? sw ;λ ? r ; Q ? 2o out2 代入公式 3-1 并进行简化,可以得出: fr1 n Vout Lm 1 M(fn , λ ,Q) ? 2 2 ? λ ? 1? 2? ? ?1 ? λ ? f 2 ? ? ?Q ? ? fn ? f ? ? n ? n ? ? ?

公式 3-2

公式 3-3

LLC 半桥谐振电路的直流特性显示,如果工作在在 fr1 的右端,它的特点与串联谐 振相同,而工作在 fr1 的左边,根据负载情况,类似于并联谐振或串联谐振。重载时接 近于串联谐振,而随着负载的减轻越来越接近于并联谐振。正是由于这个特点,可以让 系统工作在串联谐振频率点以获得高的效率。这样由于在低于串联谐振频率点工作时, 工作特性类似于并联谐振,因而能够让其始终工作在零电压开关工作模式。根据上面的 讨论,LLC 谐振变换的直流特性可以根据不同的工作模式分为三个工作区,如下图所示: 容性工作区;感性工作区(为期望设计的工作区)和边界工作区。

边界区

负载独立工作点 容性区 感性区

电 压 增 益 特 征 函 数
M 频率比 fn

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第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

图 3-2 LLC 谐振电路增益图 Fig.3-2Conversion ratio of LLC resonant half-bridge

从上图中可以看出,当电路工作在感性区域时(蓝色部分) ,fn>1(即开关频率大 于 fr1) ;当电路工作在容性区域时(黄色部分) ,fn<1(即开关频率小于 fr1) ;当电路 工作在边界区域时(黑色粗体虚线) ,这是电路工作在容性区域还是感性区域取决于负 载情况。这里需要指出的时,电路应尽量避免工作在容性区域(fsw 接近 fr2) ,因为电 路工作在容性区域会引起环路不稳定。 图中蓝色曲线为不同的品质因数 Q 在同一的电感 比λ 情况下的曲线,可以看出 LLC 谐振电路有一个负载独立工作点,所谓负载独立工作 点,即电路在这点上的工作频率和增益不受负载变化影响。从上图 10 中可以看出,负 载独立工作点在第一谐振频率点 fr1 上可以找到, 所有 Q 曲线都会经过这个负载独立工 作点,并且所有 Q 曲线的电压增益特征函数 M 完全相同。值得庆幸的是,这个负载独立 工作点出现在期望的电压增益曲线的感性工作区, 这时谐振腔的电流滞后于输入方波电 压,实际上,这是 LLC 半桥谐振电路中 MOSFET 实现零电压开通的必要条件。 LLC 谐振电路输出电压调整主要通过改变谐振腔输入方波开关频率。由于电路工作 区域是在电压增益曲线的感性工作区,由上图可以看出,电路通过调整频率来调整输出 电压,提高频率以响应输出功率降低的需求;或者通过提高输入直流电压来实现电路工 作在轻载模式。基于这两点,如果 LLC 谐振电路可以工作在负载独立工作点附近,那么 其输出电压可以在较宽负载变化范围且相对较窄的开关频率范围内实现调整。从上图 10 中也可以看出,输入直流电压范围越宽,其开关频率范围也越宽,如果工作在这种 情况下,LLC 谐振电路将很难优化,这是 LLC 谐振电路的一个主要缺点。但是,对于前 级连接 PFC 的 LLC 谐振电路来说,这个缺点可以忽略。因为 LLC 谐振电路的输入直流电 压此时为 400VDC 左右, 是一个比较窄的范围, 即使真正的输入电压为宽范围电压 (90VAC

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第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

~ 264VAC) 。因此,有前级 PFC 的 LLC 谐振电路可以工作在负载独立工作点上。 上图中的红色曲线为 LLC 谐振电路无负载时的曲线 M ? ?fn ? ?? ; 此时可以将公 3-3 变化为: 1 M(fn , λ ,Q) ? 公式 3-4 λ 1 ?λ ? 2 fn 由于λ 相对于 fn2 可以忽略不计,那么 M ? 就可以进一步简化为如下公式 3-5: 1 M ? ? M(fn , λ ,Q) ? 公式 3-5 1 ?λ 结合上面的讨论,利用最小电压增益特征函数 Mmin 大于 M ? ,可以在输入直流电压最高 处可以得到 Mmin,这样就有可能使电路工作在无负载情况下。Mmin 如下: Vo 1 M min ? 2n ? = M? 公式 3-6 Vinmax 1 ? λ 此时,可以得到最高开关频率比:

fn.max ?

1 1 1 ? 1? ? ?1 ? ? λ ? Mmin ?

公式 3-7

同理,可以在输入直流电压最小、负载最重时得到最大电压增益特征函数 Mmax 和 最低开关频率比:
M max ? 2n Vo Vinmin

公式 3-8

最低开关频率比如下公式 3-7:

fn.min ?

1 1 1 ? 1? ? ?1 ? ? λ ? Mmax 2 ?

公式 3-9

同时,从公式 3-5 可以看出,Lr、Lm 将决定 LLC 谐振电路无负载时的电压增益, 这是设计当中确保电路能否工作在无负载情况下的关键。 根据上面的结果,实际设置工作频率时还须避开最低工作频率(fmin)接近第二谐 振频率(fr2)的情况。下面通过实际分析 2 种情况来讨论如何设定最低工作频率。

3.2 本章小结
本章通过对 LLC 半桥谐振电路的简化,用角频率、输出阻抗、激磁电感表达其传递

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第三章 LLC 半桥谐振电路简化建模

函数。同时借助 LLC 谐振电路直流特性图分析其不同工作区域:容性区,感性区,边界 区和负载独立工作点。 并且使电路工作在负载独立工作点附近有利于 LLC 谐振电路设计 优化。

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第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案

第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案
LLC 半桥谐振电路可以从以下四个方面考虑优化方案:工作频率设置,Lr/Lm 之比 参数设计,选择满足零电压开通的 MOSFET,PWM 控制器的选择。

4.1 频率设置优化
LLC 谐振电路输出电压调整主要通过改变谐振腔输入方波开关频率。由于电路工作 区域是在电压增益曲线的感性工作区,由上图可以看出,电路通过调整频率来调整输出 电压,提高频率以响应输出功率降低的需求;或者通过提高输入直流电压来实现电路工 作在轻载模式。基于这两点,如果 LLC 谐振电路可以工作在负载独立工作点附近,那么 其输出电压可以在较宽负载变化范围且相对较窄的开关频率范围内实现调整。从上图 3 中也可以看出,输入直流电压范围越宽,其开关频率范围也越宽,如果工作在这种情况 下,LLC 谐振电路将很难优化,这是 LLC 谐振电路的一个主要缺点。但是,对于前级连 接 PFC 的 LLC 谐振电路来说,这个缺点可以忽略。因为 LLC 谐振电路的输入直流电压此 时为 400VDC 左右,是一个比较窄的范围,即使真正的输入电压为宽范围电压(90VAC ~ 264VAC) 。因此,有前级 PFC 的 LLC 谐振电路可以工作在负载独立工作点上。上图 3-2 中的红色曲线为 LLC 谐振电路无负载时的曲线 1 M ? ? M(fn , λ ,Q) ? ; ?fn ? ?? ; 1 ?λ 公式 4-1

结合上面的讨论,利用最小电压增益特征函数 Mmin 大于 M ? ,可以在输入直流电压 最高处可以得到 Mmin 和最高开关频率比,这样就有可能使电路工作在无负载情况下: 1 Vo 1 M min ? 2n ? = M ? ; fn.max ? 公式 4-2 1? 1 ? Vinmax 1 ? λ 1 ? ?1 ? ? λ ? Mmin ? 同理,可以在输入直流电压最小、负载最重时得到最大电压增益特征函数 Mmax 和 最低开关频率比:
M max ? 2n Vo ; fn.min ? Vinmin

1 1 1 ? 1? ? ?1 ? ? λ ? Mmax 2 ?

公式 4-3

根据上式可以优化 LLC 半桥谐振电路工作频率的范围。下面例举一个 980W 用于

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第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案

Server 的 LLC 半桥谐振电路设计, LLC 谐振电路的输入电压为 400V(PFC 输出电压) , 输出电压(电流)为 12V (80A) : ? 优化前: 如果将最低工作频率 (fmin) 设置在接近于第二谐振频率 (fr2) , 甚至比 fr2 更低。 这时 LLC 半桥谐振电路的工作频率范围如下图 13 左图中灰色阴影所示;那么电路谐振 腔内正弦谐振电流波形的周期将发生变化,其周期缩短为 MOSFET 开关周期的一半(见 下图 4-1 右图) 。
表 4-1 优化前参数设置 Table 4-1 Parameter design before optimization 谐振参数 Cr Lr Lm fr1 fr2 取值 10nF 110uH 585uH 152kHz 60kHz L6599 参数 CF RFmin RFmax fmax fmin 取值 270pF 22kΩ 11.2kΩ 170kHz 65kHz

这时 LLC 半桥谐振电路的工作频率范围如下图 13 左图中灰色阴影所示;那么电路 谐振腔内正弦谐振电流波形的周期将发生变化,其周期缩短为 MOSFET 开关周期的一半 (见下图 4-1 右图) 。
fmin fr2 fr1
Possibility of

fmax

LS Vds Resonant current

cross conduction

LS Vgs

t0

t1 t2

Reverse recovery

t3

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第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案

图 4-1 工作频率范围(左)和波形图(右) (当 fmin fr2) Fig.4-1Frequency operation range (left) and waveform (right) (when fmin fr2)

如果将工作波形图分成若干个时间段,可以进行分析: t0~t1: 此阶段下管开通,谐振腔内谐振电流全部流入下管;此时由于电路工作在 容性区域,电流超前电压,下管不是零电压开通而是硬开通。工作频率由 Cr、Lr 决定。 随着下管的开通,大量电流涌入下管,这时容易引起瞬间冲击电流。而且此时下管的功 率损耗非常大,极易引起烧毁。 t1~t2: 此阶段谐振电流反向,并且变压器次级侧呈开路状态;因此谐振电流在此 处出现了“平台” ,谐振频率则由 Cr、Lr 和 Lm 决定,所以电路工作在第二谐振频率 fr2 附近。 t2~t3: 此阶段谐振电流反向以恢复下管体二级管, 电路的工作频率还是在第二谐 振频率 fr2 附近。 通过第一种情况的分析可以看出如果将最低工作频率(fmin)设置在第二谐振频率 (fr2)附近时,电路一个开关周期内大多数时间是工作在容性区域的,使 MOSFET 一直 处于硬开关模式, 对其散热产生极不利的影响; 并且可以看到上下两管有 “共通” 可能, 在上面波形图中, 不仅在 MOSFET 开通瞬间也可能在 MOSFET 体二级管反向恢复时都有尖 刺电流出现。 ? 优化后: 如果最低工作频率(fmin)设置在高于第二谐振频率(fr2)附近,那么 LLC 半桥 谐振电路的工作频率范围如下图 4-2 左图中灰色阴影所示; 电路谐振腔内正弦谐振电流 波形的周期与 MOSFET 开关电压周期同步,并且电流之后与电压,电路工作在感性区域。
表 4-2 优化后参数设置 Table 4-2 Parameter design after optimization 谐振参数 Cs Lr Lm fr1 fr2 取值 22nF 110uH 585uH 100kHz 40kHz L6599 参数 CF RFmin RFmax fmax fmin 取值 270pF 16kΩ 11.2kΩ 187kHz 77kHz

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第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案

那么 LLC 半桥谐振电路的工作频率范围如下图 14 左图中灰色阴影所示;电路谐振 腔内正弦谐振电流波形的周期与 MOSFET 开关电压周期同步,并且电流之后与电压,电 路工作在感性区域。

fnmin fr2

fr1

fnmax LS Vds Resonant current LS Vgs

LS Ids ZVS

图 4-2 工作频率范围(左)和波形图(右) (当 fmin>fr2) Fig.4-2Frequency operation range (left) and waveform (right) (when fmin fr2)

从波形图可以看出当最低工作频率(fmin)远离第二谐振频率( fr2)时,MOSFET 在每个开关周期都可以实现零电压开通,这样大大降低了 MOSFET 的功耗。

4.2 Lr/Lm 设计优化
从公式 3-5 可以看出,Lr、Lm 将决定 LLC 谐振电路无负载时的电压增益,这是设 计当中确保电路能否工作在无负载情况下的关键。再者,电路开关频率受λ ,即 Lr、Lm

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第四章 LLC 半桥谐振电路优化方案

的影响; 随着λ 的增加, 无载开关频率会提高, 电压增益 M ? 则会降低, 如下图 4-3 所示:
M(x,1,0)

6

λ =1

M(x,0.5,0)

λ =0.5

M(x,1,0.5)

M(x,0.5,0.5)

M(x,1,1)

M(x,0.5,1)

M(x,1,2)

M(x,0.5,2)

M∞

M∞

f no load fn
M(x,0.2,0)

f no load
λ =0.2
M(x,0.1,0)

fn

λ =0.1

M(x,0.2,0.5)

M(x,0.1,0.5)

M(x,0.2,1)

M(x,0.1,1)

图 4-3 LLC 谐振电路中 fn, M, λ 的关系
M(x,0.2,2)

Fig.4-3 the relationship among fn, M, λ in LLC resonant circuit
no load

M∞ M(x,0.1,2)

M∞

根据上面的仿真结果,对于 LLC 可以看出λ 值越小,电路的激磁电流和增益越高; f f 且λ 越小,所需稳压的频率范围越大。因此,对于 Lr/Lm 的比例不应当过大或过小,具 体取值须经实验进一步调整。
fn
no load

fn

4.3 MOSFET 零电压开通条件
要确保 MOSFET 实现零电压开通, 首先要确保使 LLC 半桥谐振电路工作在感性区域, 但这只是必要条件而非充分条件,这是因为 MOSFET 并不是一个理想的模型,MOSFET 在 半桥电路中的寄生电容在每个开关周期中都会消耗额外的能量。为了更好理解 MOSFET 的零电压开通,见下图 4-3 为 MOSFET 在 LLC 半桥谐振电路中零电压开通的波形图。

ZVS

ZVS

无载

满载

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CH1: 上管漏极电压 CH2: 下管漏极电压

CH3: 上管电流 CH4: 下管电流

CH1: 上管漏极电压 CH2: 下管漏极电压

CH3: 上管电流 CH4: 下管电流

上管开通

下管开通

CH1: 上管漏极电压 CH3: 上管电流

CH2:下管漏极电压

CH4: 下管电流

图 4-4 LLC 谐振电路中 MOSFET 零电压开通波形图 Fig.4-4 Zero switching of MOSFET in LLC resonant circuit

由上图 4-4 可以看出,MOSFET 无论在满载还是无负载时都实现了零电压开通的理 想状态,并且电流始终滞后于电压。可以利用这个特性,使 MOSFET 的输出电容和寄生 电容上的电压在开通前充分放电来实现零电压开通,也就是说电路在 MOSFET 死区时间 期间需提供最小的放电电流,这就是 MOSFET ZVS 的基本原理。对于 LLC 半桥谐振电路 来说,需要被放电的等效电容为:

Ctotal ? 2C oss ? C parasitica l
那么对于最小的放电电流需满足以下要求:

公式4-4

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2 ? Ir ? sinθ ? tdead ? 2 ? Ctotal ? Vin

公式 4-5

这里,Ir 是有效值谐振电流;Vin 是 LLC 半桥谐振电路输入电压,即前级 PFC 输出 电压 400Vdc; t dead 是半桥电路 MOSFET 的死区时间。此电路的 PWM 半桥谐振控制芯片为 L6599,上下两管得死区时间取决于 L6599 的死区时间(300ns) 。因为输入电压 Vin 是 一个矩形波,假设谐振电流 Ir 是理想的正弦波形,那么就可以很容易得到谐振电压: 2 Vr ? Vdc 公式 4-6 π Vdc 是上下两管中间联结点的电压,即下管漏极电压。由 Vr、Ir 可以得出谐振电 路输入功率:

Pin ? VrIrcosθ
将公式 4-6 代入公式 4-7,有效值谐振电流为: Pin Ir ? 2 Vdc .cosθ π

公式 4-7

公式 4-8

根据公式 4-5 和公式 4-7,对于半桥谐振电路零电压开通条件可以转换为: 2 ? C oss ? Vdc 2 公式 4-9 tanθ ? π ? tdead ? Pin 由上文图 9 中 LLC 半桥谐振电路的等效简化点可以列出谐振腔输入阻抗的公式: 1 Zin(s) ? ? sL r ? n 2 R load //sL m 公式 4-10 sC r 列出输入与输出阻抗之比,并且用“频率比”来表示: Z (jW) jfn 1 ? fn 2 Z n ? in ? ? Z o(jW) λ ? fn Q jfn 后角度:
tanθ ? ? Im(Z n ) λ ? λ ? 1 ? ? ? ? 1 ? λ ? ? Q f ? n 2 ? Re(Z n ) Qfn ? fn ? fn ? ? ? ? ? ? ?

公式 4-11

那么将“阻抗比”的虚数部分比上实数部分,就可以得到输入电压与电流之间的滞

公式 4-12

对上式 4-12 进行简化, 假设 “频率比 (fn) ” 等于 “第一谐振频率 (fr1) ” , 那么 tanθ 可以近似为下式:
tanθ ? λ Q

公式 4-13

结合公式 4-9(LLC 半桥谐振电路中 MOSFET 零电压开通条件)与公式 4-13(输入 电压和电流之间理想滞后角度) ,实际应用中,满足 MOSFET 零电压开通的品质因数应根

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据 MOSFET 的 Ctotal 来决定:

Q zvs ?

π λ ? tdead ? Pin ? 2 C total ? Vdc 2

公式 4-14

从上面的分析中可知,LLC 半桥谐振电路中 MOSFETs 零电压开通不仅跟电源规格有 关, 例如输入功率、 输入电压; 而且更大程度上决于 MOSFETs 本身的输出电容量 (Coss) t 和寄身电容量(Cparasitic) 。上式 4-13 中 dead 大概在几百纳秒左右,取决于 PWM 控制 芯片;除此之外, 电感比λ 的恰当选择也可以帮助 MOSFET 实现零电压开通。因此,可 以得到输出阻抗、谐振电容、谐振电感、变压器漏感分别为: Zo Q ? n 2 ? Vo 2 1 L ;C r ? ; Lr ? ; Lm ? r Z o ? ZVS λ 2π fr Z o 2π fr Po

公式 4-15

4.4 PWM 控制器选择优化
设计 LLC 半桥谐振电路时还应当注意:第一点,对于设定的第一谐振频率(fr1) 来讲,电感比λ 越高,即谐振电感对变压器漏感越高则变压器磁化电流越大,那么在谐 振腔内所产生的循环能量也越大。 这样无论对于变压器的铜损还是电力器件的损耗都是 不利的。 如果降低λ , 那么变压器铜损自然也随之减小, 但是电路直流增益会受到限制。 因此,需要适当选择λ 来平衡直流电压增益和变压器铜损之间的利益。第二点,上文分 析了最低工作频率(fmin)的设定。最知而来的问题是,fmin 离第二谐振频率多远才 算安全?首先, 如果电路中没有对初级侧电流进行检测的话, 虽然理论上, 当频率比 (fn) 为 1 时即可以将最低工作频率设定在非容性区域; 但是事实上可能会造成电路在轻载时 频率会跑得很高。其次,仅仅限制 fmin 对于保证 MOSFET 零电压开通是不够的,因为一 旦负载加重会使电路在直流电压增益上的工作点沿垂直线(fsw=fmin)往更高的 Q 值方 向移动,最终会越过容性与感性区域分界线,进入容性工作区域,并以此作为最低工作 频率。因此,需要采用有电流采样功能的 PWM 控制芯片,如下图 4-5 所示:

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图 4-5 带初级测电流监测功能的 LLC 半桥谐振 PWM 控制芯片 Fig.4-5 LLC resonant PWM controller with primary current dection

带初级侧电流监测功能的 PWM 控制芯片可以有效防止电路进入容性区域, 上图中所 示的芯片对初级侧电流有两种保护,如下图 16 所示,芯片内部有两个比较器:

图 4-6 L6599 内部原理框图 Fig.4-6 Block diagram of L6599 internal circuit

如果 ISEN 脚上的电压超过了 0.8V,第一个比较器被触发,L6599 随即开通芯片内 部电路,使 1 脚上的软启动电容(Css)放电,这样电路的震荡频率会迅速升高,避免 了电路工作在容性区域。一旦 ISEN 脚上的电压道达 1.5V 时,第二个比较器被触发,随 机关闭这个 PWM 控制器并锁定此状态,直到 VCC 脚上的电压重新触到欠压保护阀值 (UVLO)芯片才重新开始软启动过程。第三点,从 PWM 控制器方面着手限制最低频率只 是一个保护措施,最终这个最低工作频率如何量化是设计电路的重点。电路工作在最低 谐振频率时的品质因数最高, 只要设定电路允许工作的最低频率高于最大直流增益频率

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就可以解决这一问题, 当然这个最大直流电压增益即电路允许最大功率的最大输出输入 电压比,定义如下:

fmin ? fr1 ?

1 1 1 ? 1? ?? ?1 ? ? λ ? Mmax 2 ?

公式 4-16

式中 Mmax 可以由上文公式 4-3 所得,电感比λ 和第一谐振频率 fr1 可分别从公式 2-1 中可得。从上面的分析可以得出结论,LLC 半桥谐振电路 MOSFET 零电压开通更诸多 方面参数有关,不仅与 MOSFET 本身输出电容和寄生电容有关,还与变压器的设计息息 相关, 并在设计时选择具有初级侧电流监测功能的 PWM 控制芯片更能保证电路始终工作 在安全的感性区域,当然也确保了 MOSFET 无论是在正常工作情况还是过流保护时都能 零电压开通。

4.5 本章小结
本章阐述了 LLC 谐振电路可以从四个方面着手优化电路。首先是开关频率优化设 置,将开关频率设置在高于第二谐振频率附近,是电路在整个工作周期内都不会工作在 第二谐振频率附近,有效避免工作在容性区域。第二是变压器和谐振电感的优化设计, 可以得出,λ 值需合理设计,过大或过小均会影响电路增益和工作频率范围,其值需在 实验中微调。第三是确定 MOSFET 零电压开通条件,满足这一要求的 MOSFET 可以遵循本 章所得公式 4-14 选择。 最后是要选择具有初级测电流监测功能的 LLC 半桥谐振电路 PWM 控制芯片,这种芯片可以有效防止电路进入容性区域,提高效率。

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

第五章 90W 电脑适配器系统设计

5.1 PFC 部分设计—基于 PFC 控制芯片 L6563

5.1.1 功率因数矫正的基本概念 PFC 的英文全称为“Power Factor Correction”,意思是“功率因数校正”,功率 因数指的是有效功率与总耗电量 (视在功率) 之间的关系,也就是有效功率除以总耗电 量 (视在功率) 的比值。 基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,当功率因 素值越大,代表其电力利用率越高。计算机开关电源是一种电容输入型电路,其电流和 电压之间的相位差会造成交换功率的损失,此时便需要 PFC 电路提高功率因数。 功率因数是衡量电器设备性能的一项重要指标。功率因数低的电器设备,不仅不利 于电网传输功率的充分利用,而且往往这些电器设备的输入电流谐波含量较高,实践证 明,较高的谐波会沿输电线路产生传导干扰和辐射干扰,影响其它用电设备的安全经济 运行。如对发电机和变压器产生附加功率损耗,对继电器、自动保护装置、电子计算机 及通讯设备产生干扰而造成误动作或计算误差。因此防止和减小电流谐波对电网的污 染,抑制电磁干扰,已成为全球性普遍关注的问题。国际电工委与之相关的电磁兼容法 规对电器设备的各次谐波都做出了限制性的要求, 世界各国尤其是发达国家已开始实施 这一标准。 随着减小谐波标准的广泛应用,更多的电源设计结合了功率因数校正(PFC)功能。 设计人员面对着实现适当的 PFC 段, 并同时满足其它高效能标准的要求及客户预期成本 的艰巨任务,许多新型 PFC 拓扑和元件选择的涌现,有助设计人员优化其特定应用要求 的设计。 在电源的设计中,目前的 PFC 有两种,一种为被动式 PFC(也称无源 PFC)和主动 式 PFC(也称有源式 PFC) 。被动式 PFC 一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与 电压之间相位差减小来提高功率因数, 被动式 PFC 包括静音式被动 PFC 和非静音式被动 PFC。被动式 PFC 的功率因数只能达到 0.7~0.8,它一般在高压滤波电容附近。而主动 式 PFC 则由电感电容及电子元器件组成,体积小、通过专用 IC 去调整电流的波形,对

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

电流电压间的相位差进行补偿。主动式 PFC 可以达到较高的功率因数——通常可达 98% 以上,但成本也相对较高。此外,主动式 PFC 还可用作辅助电源,因此在使用主动式 PFC 电路中,往往不需要待机变压器,而且主动式 PFC 输出直流电压的纹波很小,这种 电源不必采用很大容量的滤波电容。一般主动式 PFC 是优先考虑的校正方法。作为设计 人员,大致从以下几个方面进行考虑: 1.拓扑选择的一般方法 由于输入端存在电感,升压转换器是提供高功率因数的方法。此电感使输入电流整 形与线路电压同相。但是,可以采用不同的方案来控制电感电流的瞬时值,以获得功率 因数校正。 a.临界导电模式 (CRM) PFC——由于控制的设计较为简单,而且可与较低速升压 二极管配合使用,所以在较低功率应用中通常采用此方法。 b.不连续导电模式 (DCM) PFC——此创新的方案延承了 CRM 的优点,并消除了若 干限制。 c.连续导电模式 (CCM) PFC——由于这种方案恒频且峰值电流较小,是较高功率 (>250 W) 应用的首选方案。但是,传统的控制解决方案较为复杂,牵涉到多个环路, 以及以不精确著称的模拟乘法器,并需在控制集成电路周围放许多元件。 2.选择标准 1) 功率水平 a.如果功率水平低于 150 W,最好采用 CRM 或 DCM 方案。至于 CRM 或 DCM,取决于 你是想优化满载效率,采用 CRM;而如欲减少 EMI 问题,选择 DCM。 b.如功率水平高于 250W,CCM 是首选方案。此方案虽然可保持峰值电流和有效值电 流,但必须解决二极管反向恢复问题。 c.如功率水平在 150W 与 250w 之间,方案的选择则取决于设计人员的磁件设计水 平。 d.如果功率在几 kw 之上,则采用可控整流电路代替不控整流电路,控制方法采用 pwm 整流,以实现功率因数的矫正。 2) 其它系统要求:拓扑的选择还以满足各种高能效标准。例如,如果需要使系统中的 频率同步,则不能采用 CRM。此外,如果第二个功率段可处理较大范围(在某些功率序 列安排中可能需要)的输入电压,则应选择跟随升压。

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

5.1.2 90W 电脑适配器 PFC 部分设计 (1) AC-DC 规格:
表 5-190W 适配器 AC-DC 规格 Table 5-1 AC-DC Specification of 90W adaptor 输入电压范围(Vinmin~Vinmax) : 输出电压范围(Voutmin~Voutmax): 输出电压(Vout) : 最大输出功率(Pout) : 工作频率(fsw) : 要求效率(η) : 90~265 320~450 400 90 100 90 VAC VDC VDC W kHz %

(2) 保险丝:在最低输入电压和最大输出功率条件下,计算保险丝电流: Po Ifuse ? ? 1.11A Vin(min) ?η 因此,选择 2A 保险丝。 (3) 整流桥: 首先计算 AC 输入峰值电流: Iin(pk) ? 计算 AC 输入有效值电流: Iin(rms)

2 ? Po ? 1.57A Vin(min) ?η Po ? ? 1.11A Vin(min) ?η

计算 AC 输入平均电流: Iin(avg) ? Iin(rms) ?

2 2 ? 0.95A π

根据 AC 输入峰值电流、有效值电流和平均电流,选择 2A 的整流桥。 (3) PFC MOSFET: 由于输入有效值电流为 1.11A,因此选择 STP12NM50N(TO-220) ;此 MOSFET 的主要 参数如下所示:
表 5-2 PFC MOSFET 主要参数 Table 5-2 Main parameter of PFC MOSFET 型号 STP12NM50N VDSS (@Tjmax) 550V Rdson(max) 0.38mΩ Id 11A Coss 0.25nF Qg 30nC

(3) Boost Diode:

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

计算 boost diode 有效值电流: I D(rms) ? Iin(rms) ? 计算 boost diode 平均电流: I D(avg) ?

8 2 Vin(min) ? ? 0.577A 3π Vout

Po ? 0.25A Vout ?η 根据上面计算结果,选择 STTH2R06(DO-41) ,此快恢复二级管的主要参数如下所示:
表 5-3Boost diode 主要参数 Table 5-3 Main parameter of boost diode 型号 STTH2R06 VRRM 600 IF(AV) 2A VF(typ) 1V Trr(typ) 35ns Tj 175℃

(4)输入电容: 假设 hold-up 时间为 25ms,那么输入 bulk 电容容值应为: 2? P ?t C bulk ? 2 o 2hold ?up ? 78.125uF Vout ? Vout(min) 选择 68Uf/450V bulk 电容 (5)PFC 电感: 首先计算 Boost 电路的占空比: Vout ? 2 ? Vin(min) D? ? 0.6819 Vout 然后估算 PFC 电感上的峰值电流: DCM 模式下: IL(pk) ? Iin(pk) ? 1.1 ? 1.1 ? 1.90A CCM 模式下: IL(pk) ? Iin(pk) ? 20% ? 0.31A 由于 L6563 时基于 DCM 控制模式的 PFC 芯片,PFC 电路始终工作在 DCM 模式下,因 此 PFC 电感上的峰值电流大致为 1.9A。 接着计算 PFC 电感感值:
L? 2 ? Vin(min) ? D fsw ? IL(pk) ? 456.45uH

最后是选择磁芯材料及对应磁芯骨架: 初选 TDK 的磁芯 PC40RM8Z-12,其技术参数为:Ae(TDK)=62mm2;Aw(TDK)=31mm2; AL=160nH/N2,利用面积法计算磁芯骨架规格。 L 计算主线圈圈数: N p ? ? 53匝 AL

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

磁感应强度验算: Δ B ?

L ? IL(pk) N ? Ae

? 0.26T

通常,磁感应强度应小于 0.4,最好在 0.21 到 0.25 之间,上式结果 0.26 也是比 较理想的值,验证通过。 选择主线圈规格: 由于 PFC 电感上有效值电流为 IL(rms) ? 计算辅助线圈的圈数: 在此应用中,辅助线圈是为 PFC 控制芯片 L6563 ZCD 脚提供信号,以便 L6563 可以 监测电感电流,保证 Boost 电路工作在非连续模式下(DCM) 。由于 L6563 规定当 ZCD 脚 上的电压低于 0.7V 时导通,当 ZCD 脚上的电压高于 1.4V 时关闭,而辅助线圈上的电压 是个正弦波,因此只要保证在 PFC 最低工作在电压时,正弦波工作峰峰值高于 1.4V 即 可。
Np NS ? Vout ? 2 ? Vin(max) 1.4V ? N s ? 5匝

IL(pk) 2

? 1.344A , 因此选 0.2mm ? 10 根 ? 53 圈。

最后验证 AP:

AP ? A W ? A e ?

L ? IL(pk)2 Bm ? J ? K0

? 0.1626cm 2 ? A W_TKD ? A e_TDK ? 0.1922cm 2

这里,J 为电流密度,取 5A/mm2; K0 为窗口系数,取 0.4; Bm 为最大磁感应强度,取 0.5T 选择辅助线圈规格:由于 L6563 ZCD 脚最大能流过 2.5mA。因此选择 0.35mm ? 1 根

? 7 圈。
PFC 设计总结如下:

外层 里层

图 5-1 PFC 电感绕线原理图 Fig.5-1 PFC inductor wilding schematic

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

表 5-4 PFC 电感绕线说明 Table 5-4 PFC inductor wilding instrument 磁芯型号 骨架型号 感值 参数 初级侧 次级侧 始/末 Pin 脚 1/12 7/6 线圈名称 P1 AUX QP25, N67 或类似 卧式 8 脚 450uH 铜线数量 0.2mm ? 10 0.35mm ? 1 圈数 53 7 备注 里层 外层

5.2 DC-DC 部分设计—基于半桥 LLC 控制芯片 L6599
接下来是关于设计一个用于 90W 笔记本电脑适配器的 LLC 半桥谐振电路,DC-DC 部 分规格如下:
表 5-5 90W 电脑适配器 DC-DC 部分规格 Table 5-5 DC-DC section Specification of 90W adaptor 320~450 VDC 输入电压范围(Vinmin~Vinmax) : 正常输入电压(Vinnom) : 输出电压(Vout) : 最大输出功率(Pout) : 谐振频率(fr) : 最大工作频率(fmax) : MOSFET 零电压开通电容(Czvs) : 半桥电路死区时间(Td) : 400 19 90 100 150 200 300 VDC VDC W kHz kHz pF ns

首先确定变压器匝数比:

Vout 1 V ? 1 ? n ? ? innom =10 Vinnom 2 Vout (1) 计算输出/输入电压比的最大值、最小值和中间值: M nom ? 2n ?

Vout Vout Vout =0.044; M max ? =0.063; M nom ? =0.05 Vinmax Vinnom Vinmin (2) 计算最大频率比: f fnmax ? max ? 2.5 fr M min ?

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

(3) 计算λ 值:
1 ? 2 ? n ? M min L λ ? r ? Lm 2 ? n ? M min
2 ? fnmax ? ?? ? f2 ? 1 ? ? ? 0.149 ? nmax ?

这样可以保证电路在最大输入电压和无负载情况下, 以设计所需的最高频率正 常工作。 (4) 计算最大品质因数值 Q max1 :

?2 ? n ? M max ?2 λ 1 Q max1 ? ? ? ? 0.143 2 ?2 ? n ? M max ? ? 1 λ 2 ? n ? M max 计算最大品质因数值 Q max1 ,以保证电路能在最小输入电压和最大负载情况
下工作在感性区域,既保证 MOSFET 零电压开通。 (5) 计算等效负载 R e :

Re ?

Vout 2 8 2 ? n ? ? 325.13Ω π2 Pout(max)

(6) 计算最大品质因数值 Q max2 : Tdead π λ ? fnmax Q max2 ? ? ? ? 0.053 4 1 ?λ R e ? ?2 ? C oss ? C parastic ? 计算最大品质因数值 Q max2 ,以保证 MOSFET 在无负载情况下能零电压开通。 (7) 选择合适的品质因数:

Q ? min ?Q max1 ,Q max2 ? ? 0.053

考虑到 10%余量, Q ? 0.0479 (8) 计算 fnmin :

fnmin ?

1 ? 1 ? 1 1? ? 1? 4 ? ? Q ? λ ? 1? ? ? ? ? ? ?2 ? n ? M max ? ? Q max1 ? ? ? ? ? ?

? 0.65

那么, fmin ? fr ? fnmin ? 65kHz (9) 计算谐振腔的特征阻抗:

Z R ? R e ? Q ? 17.3Ω 1 CS ? ? 92.02nF 2 ? fr ? Z R ?π ZR LS ? ? 27.53uH 2 ?π ? fr L L p ? s ? 185uH λ

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

(10)

变压器设计:

根据以上计算,LLC 谐振变压器如下:

初级侧

次级侧

外层

里层

图 5-2 LLC 谐振电路主变压器绕线原理图 Fig.5-2 Main transformer wilding schematic of LLC resonant circuit 表 5-5 LLC 谐振电路主变压器绕线说明 Table 5-5 Main transformer wilding instrument of LLC resonant circuit LP2920, 3C95 磁芯型号 骨架型号 感值 参数 初级侧 始/末 Pin 脚 6/4 1/2 2/3 次级侧 7/11 12/9 卧式 12pin 脚 初级侧:750uH,漏感:150uH 线圈名称 P1 A1 A2 S1 S2 铜线数量 0.2mm ? 6 0.35mm ? 1 0.35mm ? 1 0.2mm ? 40 0.2mm ? 40 圈数 44 4 4 4 4 备注 初级侧里层 初级侧外层 初级侧外层 S1,S2 并绕 S1,S2 并绕

(11)

90W 适配器原理图(见下图 5-3)

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

图 5-3 90W 适配器原理图 Fig.5-3 90W adaptor schematic

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第五章 90W 电脑适配器系统设计

5.3 本章小结
本章根据整个 90W 电脑适配器的要求进行了系统设计,其前级是基于 L6563 的 PFC 电路,包括磁性器件和主要功率期间的设计和选择;后级是基于 L6599 的 LLC 半桥谐振 电路,包括主变压器和开关管的设计和选择,给出了各部分性能和参数,但目前对 LLC 谐振电路补偿回路的设计最有效的方法依然是通过实验来完成。下一章将对本实验板, 验证理论分析和设计的正确性。

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第六章 90W 电脑适配器整机测试

第六章 90W 电脑适配器整机测试
本章将对 90W 电脑适配器进行整机测试,测试内容包括负载调整率、输入调整率、 效率测试、功率因数、待机损耗、电流谐波、输出电压纹波、动态负载、过压/过流保 护等测试。同时在同组成员的帮助下,完成测试分析 90W LLC 半桥谐振适配器与同等功 率的单级适配器、准谐振反激适配器的性能比较。

6.1 整机测试
(1) 负载调整率和输入调整率:
表 6-1 90W 适配器负载/输入调整率 Table.6-1 Load/Input Voltage regulation ratio of 90W adaptor 输出电流 输入电压 Vin(min) Vin(rated1) Vin(rated2) Vin(max) 输入调整率(%) 90V 110V 230V 265V Iout1 0% 18.89 18.89 18.89 18.89 0 Iout2 50% 18.85 18.85 18.85 18.85 0 Iout3 100% 18.82 18.82 18.82 18.82 0 负载调整率 (%) ±0.37% ±0.37% ±0.37% ±0.37%

(2) 效率测试:
η (%) η (%)

图 6-1 满载效率曲线(在 PCB 板上测得,左图; 在电线远处测得,右图) Fig.6-1 Efficiency Curve when full load (tested on PCB, left; tested on remote line, right)

(3) 功率因数、待机损耗、电流谐波测试

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表 6-2 功率因数、待机损耗、电流谐波测试结果 Table.6-2 Test result of Power factor, standby power, harmonic current 输入电压(V) 功率因数 待机损耗(W) 电流谐波(%) 90V 0.997 0.36 4.26 110V 0.995 0.39 5.21 230V 0.962 0.45 5.85 265V 0.939 0.49 6.85

(4) 输出电压纹波测试

300mVp-p

160mVp-p

图 6-2 输出电压纹波@90Vac 输入&无负载 Fig.6-2 Output ripple@90Vac-in & no load

图 6-3 输出电压纹波@90Vac 输入&满载 Fig.6-3 Output ripple@90Vac-in & full load

300mVp-p

152mVp-p

图 6-4 输出电压纹波@265Vac 输入&无负载 Fig.6-4 Output ripple@265Vac-in & no load

图 6-5 输出电压纹波@265Vac 输入&满载 Fig.6-5 Output ripple@265Vac-in & full load

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第六章 90W 电脑适配器整机测试

(5) 动态负载测试

Δ V=280mV

Δ V=260mV

图 6-6 输出电压@90Vac 输入,0~100%负载, 1A/us, 频率=100Hz Fig.6-6 Vout @90Vac-in, 0~100% loading, 1A/us, fsw=100Hz

图 6-7 输出电压@265Vac 输入, 0~100%负载, 1A/us, 频率=100Hz Fig.6-7 Output ripple@265Vac-in, 0~100% loading, 1A/us, fsw=100Hz

Δ V=240mV

Δ V=240mV

图 6-8 输出电压@90Vac 输入,0~100%负载, 1A/us, 频率=5kHz Fig.6-8 Vout @90Vac-in, 0~100% loading, 1A/us, fsw=5kHz

图 6-9 输出电压@265Vac 输入, 0~100%负载, 1A/us, 频率=5kHz Fig.6-9 Output ripple@265Vac-in, 0~100% loading, 1A/us, fsw=5kHz

(6) 输出电压关机维持时间测试

T_关机维持=4.8uS

T_关机维持=0.01uS

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图 6-10 关机维持时间@110Vac 输入,无负载

图 6-11 关机维持时间@110Vac 输入,满载

Fig.6-10 Shundown hold time @110Vac-in,no load Fig.6-11 Shundown hold time @110Vac-in,full load

T_关机维持=5uS

T_关机维持=0.01uS

图 6-12 关机维持时间@230Vac 输入,无负载

图 6-13 关机维持时间@230Vac 输入,满载

Fig.6-12 Shundown hold time @230Vac-in,no load Fig.6-13 Shundown hold time @230Vac-in,full load

(7) 启动时间测试

T_启动=6.51uS

T_启动=7.98uS

图 6-14 启动时间@90Vac 输入,无负载 Fig.6-14 Start-up time @90Vac-in,no load

图 6-15 启动时间@90Vac 输入,满载 Fig.6-15 Start-up time @90Vac-in,full load

T_启动=6.93uS

T_启动=9.46uS

图 6-16 启动时间@265Vac 输入,无负载 Fig.6-16 Start-up time @265Vac-in,no load

图 6-17 启动时间@265Vac 输入,满载 Fig.6-17 Start-up time @265Vac-in,full load

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(8) 过压保护测试

Vovp=20.8V

Vovp=21.2V

图 6-18 过压保护@90Vac 输入,满载 Fig.6-18 OVP @265Vac-in,full load

图 6-19 过压保护@265Vac 输入,满载 Fig.6-19 OVP @265Vac-in,full load

(9) 过流保护测试

Iocp=5.4A

图 6-20 过流保护@90Vac 输入 Fig.6-20 OCP @90Vac-in

图 6-21 过流保护@110Vac 输入 Fig.6-21 OCP @110Vac-in

Iocp=6A

Iocp=6.2A

图 6-22 过流保护@230Vac 输入 Fig.6-22 OCP @230Vac-in

图 6-23 过流保护@265Vac 输入 Fig.6-23 OCP @265Vac-in

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6.2 测试分析
为了更好地说明 LLC 半桥谐振电路的优势, 下面在效率、 待机功耗、 短路保护测试、 功率因数测试、 电流谐波方面与目前市场上比较热门的单级适配器和准谐振反激适配器 进行对比。单级适配器,就是应用单级 PFC 电路的适配器,其电路特点是将 PFC 部分电 路和 DC-DC 电路组合在一起,同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调解。准谐振 电路则是利用检测电路来有效地“感测”MOSFET (VDS) 漏源电压的第一个最小值或谷 值得方法, 并仅在这时启动 MOSFET 导通时间, 由于这时寄生电容被充电到最小电压, 导 通的电流尖峰将会最小化。因此被称为谷值开关 (Valley Switching) 或准谐振开关。 由于反激电路中的功率开关管多是在硬开关模式工作的, 采用准谐振方案的反激电路有 若干优势: (1)降低导通损耗:这种设计为设计人员提供了较低的导通损耗。由于 FET 转换具有最小的漏源电压 , 在某些情况下甚至为零 , 故可以减小甚至消除导通电流尖 峰。这减轻了 MOSFET 的压力以及电源的 EMI。 (2)降低关断损耗:准谐振也意味着更 小的关断损耗。 由于规定 FET 会在谷值处进行转换,在某些情况下,可能会增加额外的漏 源电容,以减低漏源电压的上升速度。较慢的漏源电压上升时间会减少 FET 关断时漏级 电流和漏源电压之间的电压/电流交迭, 使到 MOSFET 的功耗更少, 从而降低其温度及增 强其可靠性。 (3)减少 EMI:导通电流尖峰的减小或消除以及较慢的漏源电压上升速度 都会减少 EMI。一般而言, 这就允许减少 EMI 滤波器的使用数量, 从而降低电源成本。 6.2.1 效率比较 首先对应用了 LLC 半桥谐振电路的 90W 适配器与同功率等级的单级适配器、 准谐振 反激适配器进行效率的比较。

效 率 ( )
CECP 规格 > 85%

%

LLC 半桥谐振适配器

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单级适配器

准谐振反激适配器

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图 6-24 LLC、单级、准谐振反激适配器效率比较 Fig.6-24 Efficiency Comparsison among LLC, Single stage, Q.Resonant Flyback adaptor

在效率测试中, 可以看到应用 LLC 半桥谐振电路的适配器效率明显高于单级适配器 和准谐振反激适配器。单级适配器与两级方案相比,它只调节输出电压,保证输出电压 的稳定,而对输入电流没有进行调节,让输入电流自动跟踪输入电压,因此单级 PFC 电 路的效果比较差;另外它不像两级 PFC 电路,单级 PFC 中使 PFC 级和 DC-DC 级电路共用 一个功率开关管,这个开关管即承受了 PFC 级的电流也承受了 DC-DC 级的电流,这样单 级电路中的开关管承受了更高的电流应力,因此效率也就比两级电路来的差。对于准谐 振反激电路而言,虽然在传统反激电路上降低了导通损耗和关断损耗,但是其功率开关 管并不能做到完全零电压导通,因此在效率上与 LLC 半桥谐振电路存在较大差距。 6.2.2 待机功耗比较 然后对应用了 LLC 半桥谐振电路的 90W 适配器与同功率等级的单级适配器、 准谐振 反激适配器进行待机功耗的比较。

输 入 功 率 ( )

CECP&Energy start 规格 < 0.75 W

Fig.6-25 Standby Power Comparsison among LLC, Single stage, Q.Resonant Flyback adaptor

近年来市场对电源效率等级的要求日趋严格。80%以上的效率已成为了基本标准。 新倡议的能效标准更是要求效率达到 87%及以上。此外,只在满负载下测量效率的老办 法已被淘汰。目前的新标准涉及了额定负载的 25%、50%、75%和 100%这四个点的平均水 平。同样地,最大允许待机功耗也越来越受到限制,欧盟提议所有设备的待机功耗均应

W

LLC 半桥谐振适配器

单级适配器

准谐振反激适配器

图 6-25 LLC、单级、准谐振反激适配器待机功耗比较

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低于 500mW,对于本文将讨论的电视机,则小于 200mW。在待机功耗比较中,LLC 半桥 谐振电路和单级电路在中国能源之星规格之内,而应用准谐振反激电路的适配器在 230VAC~265VAC 输入电压时已超出了能源之星规格了。

6.2.3 短路保护比较 接着对应用了 LLC 半桥谐振电路的 90W 适配器与同功率等级的单级适配器、 准谐振 反激适配器进行短路保护方面的比较。

输 入 功 率 ( )

Fig.6-26 SCP Comparsison among LLC, Single stage, Q.Resonant Flyback adaptor

在短路保护测试中, LLC 半桥谐振适配器所损耗的输入功率远低于其他两种适配器, 准谐振反激适配器次之,单级适配器的短路保护输入功率最高。 6.2.4 功率因数比较 还对应用了 LLC 半桥谐振电路的 90W 适配器与同功率等级的单级适配器、 准谐振反 激适配器进行功率因数的比较。

W

LLC 半桥谐振适配器

单级适配器

准谐振反激适配器

图 6-26 LLC、单级、准谐振反激适配器短路保护比较

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功 率 因 数

半桥谐振适配器

单级适配器

准谐振反激适配器

图 6-27 LLC、单级、准谐振反激适配器功率因数比较 Fig.6-27 Power Factor Comparsison among LLC, Single stage, Q.Resonant Flyback adaptor

在功率因数比较中,LLC 半桥谐振适配器和准谐振反激适配器都具有较高的功率因 数,均在 0.95 以上;而单级适配器则在 230VAC 75W 和 230VAC 满载时的功率因数还不 到 0.9,由于单级电路只对输出电压进行调节,没有对输入电流进行调节,而是让输入 电流跟随输入电压,因此单级电路的 PFC 效果比较差。 6.2.5 电流谐波比较 再者,对应用了 LLC 半桥谐振电路的 90W 适配器与同功率等级的单级适配器、准谐 振反激适配器进行电流谐波方面的比较。

电 流 谐 波 ( )

%

LLC 半桥谐振适配

单级适配器

准谐振反激适配

器 LLC、单级、准谐振反激适配器电流谐波比较 器 图 6-28

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Fig.6-28 Harmonic current Comparsison among LLC, Single stage, Q.Resonant Flyback adaptor

随着人们对电力质量的关注越来越强, 相关标准对电网输入电流的谐波要求也越来 越高了。以前规定,如果输入电流波形的 95%以上在下图所示方框内,那么这个输入电 流必须满足 Class D;如果输入电流波形不足 95%以上在下图所示的方框内,只要满足 Class A。而 Class A 的要求要比 Class D 要低很多。因此,很多公司为了降低成本故 意恶化输入电流波形,让其输入电流波形不超过 95%的部分在这个方框内,这样只要满 足 Class A 就可以了,但是,这样的波形对电网的污染增加了。因此,为了减少对电网 的污染,现在对输入电流谐波要求的标准越来越高了,没有下图所示的方框了,对于处 处功率在 75W~600W 之间的所有电子装置都要满足 Class D。这样,输入电流波形比较 差的产品就很难通过谐波标准。从上面的比较中可以看到,LLC 半桥谐振适配器和准谐 振反激适配器的电流谐波都较低,只有单级适配器的电流谐波非常高,这是由于单级 PFC 电路的输入电流波形与电路效率成反比,如果想要得到较高的效率,那么 PFC 电路 的效果就必定要做出让步,因此就目前单级 PFC 电路而言,较难在工业上得到广泛的应 用。
I/Ipk 1 π /3 π /3 π /3

0.35

π /2

π ωt

图 6-29 确定输入电流类别的旧标准 Fig.6-29 Old standard of input current category

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6.3 损耗分析
对 9OW LLC 半桥谐振适配器进行功耗分析,功耗演算如下所示: 6.3.1 PFC 电路部分
(1) 整流桥功耗: P_bridge ? 2 ? Vf ? Iin(rms) ? 2.11W

(2A 整流桥 P/N:G2SB60A,Vf=0.95V)
2 (2) PFC MOSFET 导通损耗: Pon ? Iin(rms) ? Rdson ? 0.32W

PFC MOSFE 容性损耗:
Pcap ? ( 10 3 ? Coss ? Vout 1.5 ? 1 2 2 3 ?9 ? Cext ? Vout )? fsw ? 10 ? 10 ? 2.27W

PFC MOSFET 开关损耗: Pcross ? Vout ? Iin(avg) ? Tcr ? fsw ? 103 ? 10 ?9 ? 0.4W PFC MOSFET 总损耗:P_mos=Pon+Pcap+Pdrr+Pcross=2.98W (P/N:STP12NM50N,Rdson=0.35ohm,Coss=0.25nF,Cext=0.2Nf)
(3) Boost diode 损耗: P_diode ? Vf ? IDavg ? IDrms ? R ? 0.29W
2

(P/N:STTH2R06,R=0.125ohm,Vf=1V) (4) PFC 输出滤波殿禄损耗估算:P_filter=0.1% Pin=0.1W PFC 电路部分的总损耗:P_PFC =P_bridge+P_mos+P_diode+P_filter= 5.48W

6.3.2 DC-DC 电路部分

(1)

? Irms ? ? ? ? Rdson n ? ? 单个 LLC MOSFET 导通损耗: Pon(per) ? ? 0.21W
2

2

两个 MOSFET 导通损耗: Pon(total) 单个 LLC MOSFET 容性损耗:
Pcap(per) ? ( 10 3 ? Coss ? Vfet 1.5

? Pon(per) ? 2 ? 0.43W

?

1 2

2 3 ?9 ? Cext ? Vfet ) ? fsw ? 10 ? 10 ? 0.65W
) ? Pcap(per) ? 2 ? 1.29W

两个 LLC MOSFET 容性损耗: Pcap(total

LLC MOSFET 开关损耗: Pcross ? Vfet ? Ipk ? Tcr ? fsw ? 103 ? 10 ?9 ? 0 LLC MOSFET 总损耗:Pon+Pcross+Pcap=1.72W (P/N:STP9NK50ZFP,Rdson=0.25ohm @ 25℃,Coss=0.125nf,Cext=0.2nf,Tcr=20ns,

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Td=17ns) (2) 次级测整流二级管损耗:P_diode= VfxIout=2.65W (P/N:STPS20L60CT,Vf=0.56V) (3) 主变压器损耗估算:P_transformer=Pinx2%=2W DC-DC 电路部分的总损耗: P_DC-DC =P_MOS+P_diode+P_transformer=6.73W 根据以上演算,得出下面 LLC 半桥谐振适配器的损耗饼图:

输入端

输入整 流

功率 校正

滤波

初级侧 主变压器

次级侧

负载

90V Input: 100% (102W) 265V Input: 100% (102W) -0.64% (0.66W) -2.63% (2.68W) -0.1% (0.1W) -1.47% -2% -2.23% (1.5W) (2.04W) (2.27W) ~90.93% (92.75W) -1.9% (1.94W) -3.73% (3.8W) -0.1% (0.1W) -1.47% -2% -2.23% (1.5W) (2.04W) (2.27W) ~88.57% (90.34W)

6% 28%

MOS导通损耗

10%

0%

MOS导通损耗

MOS开关损耗

MOS_开关损耗

10%
MOS容性损耗
MOS容性损耗

56%

Boost二级管损耗

60%

30%

二级管导通损耗

PFC 部分

LLC 半桥谐振部分

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第六章 90W 电脑适配器整机测试

图 6-30 90W LLC 半桥谐振适配器损耗分析图 Fig.6-30 90W LLC Half bridge resonant adaptor Power dissipation diagram

根据上面的分析可以看出, 整机的损耗主要集中在 PFC 功率器件部分和 DC-DC 功率 器件部分,其中,PFC 部分 MOSFET 以容性损耗为主,占据了 56%左右,导通损耗次之, 占 28%;DC-DC 部分 MOSFET 则恰好相反,以导通损耗为主,占 60%左右,容性损耗次之, 占 30%左右,这正是因为 LLC 部分的 MOSFET 在整个负载范围内都能工作在软开关模式, 使开关损耗降到零。另外也可以关注到,除了这两部分的损耗,还有 DC-DC 输出整流部 分的损耗也占据了一定比例,未来 LLC 谐振电路效率提高建议考虑从此入手。

6.4 本章小结
本章对 90W 电脑适配器实验板进行整机测试,包括基本性能测试,并对比其他电路 拓扑且同等功率等级适配器(单级适配器、准谐振反激适配器)性能,应用 LLC 半桥谐 振电路的 90 电脑适配器在效率、短路保护、功率因数、电流谐波方面都优于其它两种 适配器;在待机功耗方面略逊于单级电路,但完全符合中国能源之星和欧盟相关标准。 本章还较大篇幅的分析了此实验板的损耗计算和分布,DC-DC 部分次级侧损耗较大,此 项工作有利于今后进一步优化效率提供理论依据。

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第七章 实验中遇到的问题及解决方案

第七章 实验中遇到的问题及解决方案

7.1 实验中遇到的问题
对 90W 适配器的测试方法如下:

上管电压 测试点

上管电流测试点 下管电流 测试点 下管电流测试点 图 7-1 90W LLC 半桥谐振适配器测试点 Fig.7-1 Test point of 90W LLC Half bridge resonant adaptor

当 LLC 半桥谐振电路开机时,发现上下 MOSFET 是处于硬开关情况,并且流过较大 峰值电流:

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第七章 实验中遇到的问题及解决方案

图 7-2 90W LLC 半桥谐振适配器 MOSFET 开机波形 Fig.7-2 Power on waveform of MOSFET in 90W LLC Half bridge resonant adaptor

开机波形分析如下: ? ? t0~t1: 在此段时间, 有一个反向电流从下管的源极流到下管的栅极最后到 L6599 的 LVG 脚,从而关断了下管。在很短的时间内,这个小电流就回到零点。 t1~t2: 上管开通,下管关断。在此阶段,上下两管由于谐振腔还没有开始工作 而处于硬开关状态,一旦上管开通,就有个小尖峰电流加在 MOSFET 的输出电容 Coss 上,这是因为 MOSFET 输出电容上的电压无法在前一个工作周期被谐振腔充 分放电而导致的。随着下管的 Coss 开始被充电,这个小尖锋电流就恢复到零。 在此时,谐振电容 Cr 处于短路状态而谐振电感则处于高阻状态。 ? t2~t3: 当上管关断时,由于谐振电容没有在前一个周期被充分充电到 200V (PHASE 店应有的输入电压的一半),因此激磁电流开始在下管的体二极管内续 流。 ? t3~t4: 当下管开通时,谐振腔的电流继续在谐振腔本身续流。在此阶段,下管 的体二极管被恢复,直到下管关断,会有个小尖峰电流再次出现,原因与 t0~t1 时可一样。 ? ? t4~t5: 当前一时刻的小尖峰电流恢复到零以后,激磁电流继续对谐振电容充电。 t5~t6: 此阶段同 t1~t2 阶段基本一样。所不同的是,在此阶段的能量比 t1~t2 阶段的能量大很多。在此阶段,由于上管的输出电容无法被激磁电流充分放电, 而这个电流与 MOSFET 工作在零点压开通状态下相比是相反的,因此当上管开通 时会在上管产生一个大尖峰电流; 与此同时, 输入母线电压同时也叠加在下管上, 使下管的体二极管得以恢复;那么这个突发的大尖峰电流同样也在下管产生了。

7.2 解决方案
总结以上开机波形分析步骤,这个大尖峰电流产生的原因有两个:一个是 MOSFET 的输出电容 Coss 没有在开通前被充分放电导致硬开关的产生。然而上管的尖峰电流并

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第七章 实验中遇到的问题及解决方案

不是因为输出电容不充分放电造成的, 而是由于谐振腔在刚开机的时候未正常工作造成 的。无论是输出电容还是谐振腔的原因,让 MOSFET 工作在硬开关状态都不利于电路的 稳定与效率。因此,需要减小此尖峰电流来缓解 MOSFET 的应力,其对策可以从两方面 着手: 一是选择输出电容 Coss 相对较小的, 二是选择体二极管恢复时间较短的 MOSFET, 也就是选择小 Qrr 或 trr 值的 MOSFET。 通过实验验证,选择需较少体二极管恢复时间的 MOSFET 能明显减少大尖峰电流的 峰峰值,见下图:

LS Vds LS Vgs

电流尖峰≈ 5A

LS Ids

Qrr=16uC

LS Vds LS Ids LS Vgs LS Ids

电流尖峰≈ 2.A

LS Ids

Qrr=2.4uC

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第七章 实验中遇到的问题及解决方案

图 7-3 MOSFET 开机波形(不同 Qrr) Fig.7-3 Power on waveform of MOSFET (different Qrr)

从上图中可以看出,选择 Qrr 较小的 MOSFET 时,其开机电流峰峰值明显小。然而 选择较小输出电容时,峰值电流减小并不明显。

7.3 本章小结
在实验中,当 LLC 半桥谐振电路开机时,发现上下 MOSFET 是处于硬开关情况,并 且流过较大峰值电流;通过实验验证,由于开机瞬间谐振腔没有正常工作,下管选择需 较小体二极管恢复时间的 MOSFET 能明显减少大尖峰电流的峰峰值, 减少硬开关的风险。

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第八章 总结与展望

第八章 总结与展望
为了满足越来越多的家电和消费类电子应用要求开关电源具有较高的功率密度和 平滑的电磁干扰(EMI)信号,而且解决方案元器件数量少、性价比高。(LLC) 串联谐振 转换器,其在满足这些应用要求方面拥有独特的优势。并设计基于 LLC 半桥谐振电路的 90W 电脑适配器,使其实现了高效率,低 EMI,高性价比的目的。

8.1 论文工作回顾
本文分析了 LLC 谐振电路相比于其他谐振电路的优势, 对 LLC 半桥谐振电路简化建 模,从理论上分析该电路的工作特性和设计要点。通过提出优化方案说明了 LLC 半桥谐 振电路的特点, 在实际设计和应用中, 如频率设置、 谐振电容和谐振电感的配置、 Lr/Lm 设计,对 MOSFET 零点压开通条件提出了具体计算办法和考量依据。为了论证理论优化 方案和理论结果,文中以 90W 适配器位为用案例,详细地列出了设计步骤,从前级 PFC 到 LLC 半桥谐振电路设计步骤一一列出,如变压器绕组参数的确定和变压器的制作等。 并且在效率、谐波、待机损耗等方面与市场上其他适配器(单级适配器、准谐振反激适 配器)应用方案作比较,LLC 半桥谐振电路在各方面性能都较上乘,尤其在效率方面。 本文作者在研究中主要完成的工作包括: (1) 对 LLC 半桥谐振电路国内外发展现状的研究与意义探索; (2) 分析了 LLC 半桥谐振电路主要原理、优化方案及应用; (3) 自主研究并实现了应用 LLC 半桥谐振电路设计测试 90W 电脑适配器的项目,包 括前级功率因数校正电路(PFC) ,DC-DC 电路(LLC 半桥谐振电路) ;以及电路 板测试; (4) 90W 电脑适配器整机的测试和分析; (5) 协助完成了 90W 单级适配器和 90W 准谐振反激适配器的测试工作;

8.2 论文成果与意义
通过对 LLC 半桥谐振电路工作原理的分析, 一方面掌握 LLC 半桥谐振电路的设计要

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第八章 总结与展望

点从而更好地优化电路, 另一方面应用此电路拓扑实现 90W 电脑适配器, 实现性能提升, 成功应用到同类笔记记本电脑适配器,满足市场发展要求。 论文取得的成果有以下几个方面: (1) 阐述了 LLC 半桥谐振电路工作原理; (2) 建立了 LLC 半桥谐振电路的简化模型; (3) 完成了 LLC 半桥谐振电路的优化方案; a) 频率设计优化 b) 变压器激磁电感(Lm)和谐振电感(Lr)之比优化 c) 使 MOSFET 在全负载工作范围内实现零电压开通(ZVS) (3) 选择带初级测电流监测功能的 LLC 半桥谐振芯片; (4) 完成了 90W 电脑适配器的系统设计,包括 PFC+LLC 电路的原理设计;成功应用 到实际产品,并已投放市场; (5) 完成了对应用了 LLC 半桥谐振电路的 90W 电脑适配器的性能测试和分析

8.3 存在的问题及进一步工作
由于时间的限制,本课题还可以在以下两点继续展开研发工作: (1) 建立能够更容易理解和掌握,并能直接应用于补偿设计的小信号模型。国内最 近几年的研究更多的实在 LLC 主电路的拓扑结构的优化和改进上,但是在小信 号的建模和补偿回路的设计上,还存在很大的缺陷; (2) 在 LLC 谐振变换器中,存在较多的磁性元件,如变压器、串联谐振电感和并联 谐振电感,如果能够将这些磁性元件集成在同一芯片上,将大大提高变换器的 功率密度。下一步的工作,将考虑磁性元件的集成问题,将串联谐振电感和变 压器集成在同一磁芯上,完全利用变压器的原边漏感实现串联谐振电感。 在未来的电子产品发展中,高效节能的口号一致推动着电子器件更新换代,LLC 半 桥谐振电路要在电子领域里有一席之地还需另辟蹊径向“高效节能”大步迈进。例如早 前的一些传统 Forward 电路为了提高效率,在次级侧引入同步整流方案,可以使效率提 高 1~2 个百分点。今天对于 LLC 半桥谐振电路,也可以大胆提出同步整流方案来大幅提 高效率。 当 LLC 半桥谐振电路工作在>fr1 时,它具有以下特征: (1) fr1 谐振频率的半个电流周期无法完成

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第八章 总结与展望

(2) 输出二级管电流仍是 ZCS(无二极管反向恢复问题) (3) 输出二级管电流过零信号仍可以通过谐振腔电流检测 综上分析,无论 LLC 半桥谐振电路工作频率在 fr1 附近,<fr1 还是>fr1;输出二级管 电流过零信号都可以通过谐振腔电流检测。根据此特点,可以大胆提出基于 LLC 半桥谐 振电路的次级侧同步整流方案, 同步整流无疑可以进一步优化 LLC 半桥谐振电路的效率 表现。此 90W 适配器如作进一步研究的话可以分成三个部分组成: (1)应用 L6563H 的 前级 PFC, (2)应用 L6599A 的谐振电路部分, (3)应用 SRK2000 的 LLC 半桥谐振电路 同步整流部分。鉴于在适配器应用的成功应用,相信 LLC 半桥谐振电路同步整流方案可 以推广到跟多领域,尤其是大功率的应用。对于 LLC 半桥谐振电路的展望,除了引入同 步整流方案旨在提高效率表现外, 目前也有不少专家学者提出将前级 PFC 和谐振电路整 合在一起成“单级谐振电路” ,个人认为从外围电路设计角度考虑可以省却不少计算步 骤,从电路本身考虑的话,磁性元器件的设计可能变得更复杂,尤其是只靠变压器漏感 作为谐振电感的时候,此时,可能建议外加电感作为谐振电感;但具体措施都有赖于实 际芯片的应用情况。

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参考文献

参 考 文 献
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附录 1

附录 1 90W 电脑适配器元器件表

Index 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38

Quantity 1 1 1 2 2 1 1 2 2 2 1 1 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 1 1 2 1 7 1

Reference BD1 CN1 CN2 CR202,CR201 CX1,CX2 CY1 C1 C2,C21 C3,C24 C4,C25 C5 C6 C7,C9 C8 C10 C11 C12 C13 C14 C15 C16 C17 C18 C19 C20 C22 C23 C26 C27 C28 C201,C202 C204 C203 C205 C208,C206 C207 D1,D2,D4,D5,D6,D7,D8,D9 D3

Value / Generic Part Number D2SB60A Connector 3 PIN Connector 2 PIN STPS20L60CT 470nF/250V 3.3nF 470nF/450V NC 0.1uF 47uF/25V 1nF 1uF/25V 1nF 470nF 100nF 2.2nF NC 68uF/450V 68pF 2.2uF/6.3V 220nF 470pF NPO 470nF 1nF/25V 4.7nF 100nF X7R 100nF 22nF/300VAC 220P/500V 330uF/35V 470u/25V 100nF/25V 100uF/25V 1uF/25V NC 220nF 1N4148 STTH2R06

Package 2S (SIL-4) MKDSN1.5_3P_5.08 MKDSN1.5_2P_5.08 TO-220 XCAP YCAP 18(L) x 7(W) x 10(H)mm C0603 C0603 ECAP5 C0603 C0603 C0603 C0603 C0603 C0603 C1206 ECAP18 C0603 C0805 C0603 C0603 C0603 C0603 C0603 C0805 C0805 16(L) x 5(W) x 10(H)mm CDCAP6 ECAP8 ECAP8 C1206 ECAP5 C1206 C0805 C0805 SMD DO41

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附录 1

39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86

1 1 1 1 1 1 1 4 1 2 1 2 1 3 3 1 2 2 4 1 1 1 1 2 2 1 1 4 1 1 1 1 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 1

D11 FL1 F1 IC201 L1 L201 NTC1 NTC2,R36,R208,R209 Q1 Q4,Q2 Q3 Q5,Q6 Q7 R1,R2,R3 R4,R23,R24 R5 R28,R6 R27,R7 R8,R21,R44,R46 R9 R10 R11 R12 R18 R13 R14 R15 R16,R34,R42,R207 R17 R19 R20 R22 R25 R26 R29 R30 R31 R32 R33 R35 R37 R38 R39 R40 R41 R45,R43 R47 R48

1N4007 FOTC1905500800A T4A/250VAC TL431 CZ QP-25 CHOCK SCK2R55A NC STD1NK60-1 MMBT2222A STP12NM50 STP9NK50ZFP 2N3904 680K 1MF 1.5MF 3MF 2MF 100K 6.8K 10K 62K 56K 22K 20K 150KF 240KF 0 1.5ohm 1K 0.27ohm 2W 6.8K 15K 82K 5.6KF 22KF 39 ohm 1M 2K7 18K 150ohm 0 10K 100ohm 3.9K 47ohm 105ohm 6.8ohm 1/4W

DO41 OTC-19 FUSE8.5L4.5T8.0H TO92 QP-25 LS1_8.0 NTC7.5X2.5_5.0 R0805 IPAK SOT23 TO-220 TO-220FP TO92 R1206 R1206 R1206 R1206 R1206 R0805 R0805 R1206 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 DIP R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R1206 DIP

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附录 1

87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121

1 6 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 3 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 3 2 5 5 2

R49 R50,R51,R52,R53,R201, R202 R203 R204 R205 R206 R209 R210 R211 R212 T1 U1 U2 U3 ZD1 ZD2 ZD3 ZD4 J4,J11,J12 J1 J2 J5 J6 J7 J8 J9 J10 J13 J14 J15 HS1, HS2, HS3 insulator layer for TO220 Screw bolt for TO220 Screw nut for TO220 screw bolt for TO220 ( CR201, CR202 )

4.7K NC NC 100ohm 5.6K 39K 1% 1K 2.2K 120K 6K2F LP-2920 L6563 L6599D PC817B BZV55-C15 BZV55-B27 15V BZV55C15 0ohm Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Jumper wire Heatsink Mica Sheet 3 ?? x 6mm 3???? 3? x 6mm

R0805 R1206 R1206 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 R0805 LP2920(T1) SO-14 SO-16N DIP-4 SMD SMD SMD SMD R1206 ??? ?? x 20mm? ??? ?? x 22mm? ??? ?? x 35mm? ??? ?? x 7.5mm? ??? ?? x 10mm? ??? ?? x 35.5mm? ??? ?? x 10mm? ??? ?? x 10mm? ??? ?? x 35mm? ??? ?? x 7.5mm? ??? ?? x 7.5mm?

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致谢





行文至此,脑海里首先想到的就是我的导师戴庆元教授。在两年半的 硕士研究生生活中,无论是在学习上,还是在为人处事上戴庆元老师给予 我们热心帮助,悉心指导,将永远铭记在心。两年半的时间眨眼就过去了, 我也一直很惭愧没有能学到老师知识的分毫;但我相信,老师教给我们的 那种严谨求实的治学态度将使我一生受益匪浅。 很感谢学校领导和戴庆元老师。在课堂上和在实验室里,他们都给了 我很多帮助。你们的鼓励让我一直有信心完成工程硕士学位论文。 感谢我的家人,以及所有关心和帮助过我的人!

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作者攻读学位期间发表的论文

作者攻读学位期间发表的论文
[1] 董艳 Buck 变换其中的过流保护 [J]。 通信电源技术 第 2 期(2011 年) 。

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