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第3章 半导体三极管及放大电路基础


模电教案(第三章)

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第三章

半导体三极管及放大电路基础

目的与要求:1、掌握三极管的结构、工作原理、特性曲线和主要参数。 2、掌握放大电路的三种组态及基本分析方法:图解法和小信号模 型法。 3、掌握放大电路的频率响应。 重点与难点:1、用小信号模型法计算放大电路的参数。 2、放大电路的频率响应。 学时 安排: 18 学时

3.1 半导体 BJT
3.1.1 BJT 的结构简介 1、晶体管的分类: ①按频率分:高频管和低频管 ②按功率分:小、中、大功率管 ③按材料分:硅管、锗管等 ④按结构分:NPN 型和 PNP 型

2、三极管的结构
1、NPN 型

(a)结构示意图 2、PNP 型

(b)管芯结构剖面图

(c)表示符号

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三个区的特点: 1、 发射区比集电区的 掺杂浓度高; 2、 发射区的掺杂浓度 高远大于基区; 3、 基区很薄,集电区 的几何面积大于发射区。

3.1.2 BJT 的电流分配与放大作用 1、BJT 内部载流子的传输过程 为使发射区发射电荷,集电区收集电荷,必须具备的条件是:发射结加正向电压(正 向偏置) ,集电结加反向电压(反向偏置) 。在满足这个条件时,管内载流子的传输将发生下 列过程:

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对 NPN 型的三极管有 (1)发射区向基区注入电子,同时基区的空穴扩散到发射区(但数量很小可忽略不计) , 形成射极电流; (2)电子在基区中的扩散以及与空穴的复合,形成基极电流。若复合的电子越多,则到 达集电极的电子越少,对电流放大不利,因此,基区做的很薄;

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(3)集电区收集扩散过来的电子,同时集电区的空穴扩散到基区,形成集电极电流。但 是空穴的数量很小可以忽略,则有 I c

= I cn + I CBO ≈ I cn 。

当集电结加反向电压时, 基区中少数载流子电子和集电区中少数载流子空穴在结电场 作用下形成反向漂移电流,这部分电流决定于少数载流子浓度,称为反向饱和电流 ICBO。 因为 BJT 内有两种载流子(电子和空穴)参与导电,故称为双极型晶体管。 2、电流分配关系 ① 发 射 极 的 总 电 流 与 发 射 极 的 电 压 VBE 成 指 数 关 系 :

② 集电极电流是发射极总电流的一部分

③ 基极电流

④ 集电极电流与基极电流的关系(电流放大倍数)

电流放大系数α,β的值主要取决于三个区的杂质浓度及器件的几何结构。 复合过程对它们有影响。 3、放大作用

如图所示,iE 随ΔvI 的大小变化显著,即ΔvI 可以很好控制 iE 的大小。设ΔvI=20mv 时, ΔiE=1mA,设α=0.98 ,则ΔIC =0.98 , Δvo=RL*ΔIC=0.98v . 则 Av=Δvo/ΔvI=49(电压放大倍数) 结论: 、BJT 的放大作用,主要依靠它的发射极电流能够通过基区传输,然后到达集电 (1) 极而实现的。条件----发射结正向偏置,集电结反向偏置。 (2) 、表征电流控制作用的参数是电流放大系数α。 4、共射极连接方式 在放大电路中,三极管的三个电极,一个作为信号输入端,一个作为输出端,另一个作为输

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入、输出的公共端(接地) 。根据公共端的不同,有三种连接方式(三种组态) :共 基极 ,共发射极、共集电极。

b 为共发射极连接方式:

根据电路图有:Av=Δvo/ΔvI= - RL*ΔIC/ΔvI 而ΔIC=β*ΔIB 则若知道β、ΔvI、以及ΔIB 就可得到电压放大倍数。 与共基极放大电路的区别: (1) 共发射极电路以基极电流 iB 作为输入控制电流,而共基极放大电路 以射极电流 iE 作为输入控制电流. 以基极电流 iB 作为输入控制电流 的优点是信号源消耗的功率很小。 (2) 研究放大过程主要是分析集电极电流与基极电流之间的关系。 (3) 共基极放大电路的电流放大系数是α(小于接近于 1) ,而共发射极 电路的电流放大系数是β(远大于 1) 。因此,共发射极电路不仅有 电压放大作用而且有电流放大作用。 注:根据 BJT 在放大状态的电压偏置要求,在测得三个极的电压或电流的情况下,我 们可以利用发射结正偏,集电结反偏,且发射结正偏电压为一个 PN 结正向压差的理论,判 断三极管的三个极、三极管的类型及材料。同理,根据电流的大小关系及实际方向也能判断 三个极和类型及电流放大系数的大小。在此分别举例说明。 3.1.3 BJT 的特性曲线 特性曲线是指各极电压与电流之间的关系曲线:输入特性曲线和输出特性曲线。 1、 共射极电路的特性曲线 (1) 输入特性

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下图是 NPN 型硅 BJT 输入特性图

特点: (a)VCE=1v 时,集电极加了反向电压,集电结吸引电子的能力加强,使得发射区进 入基区的电子更多地流向集电区,因此对于相同的 vBE,流向基极的电流 iB 比原 来 VCE=0 v 时减小了。 (b) VCE>1v 以后,只要 vBE 保持不变,则从发射区射到基区的电子一定,而 VCE>1v 以后,已能把绝大部分电子拉到集电极来,再增加 vCE, iB 也不再明显减小。 (2) 输出特性

如下图是 NPN 型硅 BJT 的输出特性曲线: 特点: (a)曲线的其始部分很陡,vCE 略有增加时,iC 增加很快。 (集电区收集电子的 能力有很快的增强) (b)当 vCE 超过某一数值(约 1V)后,曲线变得比较平坦。 (集电区收集电子 的能力足够吸引发射区进入基区的电子,收集的电子数目不再增多) (c)特性比较平坦部分随着 vCE 的增加略向上倾斜。 (基区宽度的调制效应---基区 变薄---复合机会减少----电流放大系数增大)

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2、 共基极电路的特性曲线 下图 a、b 是 NPN 型硅 BJT 的输入、输出特性曲线:

(a)输入特性

(b)输出特性

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3.1.4 BJT 的主要参数----选用 BJT 的依据 1、 电流放大系数 a 、共射极接法: β=IC/IB----直流放大系数; β=ΔiC/ΔiB--交流放大系数。 在 BJT 的输出特性曲线间距基本相等并忽略 ICEO 的情况下,两者相等。 b、共基极接法:α=IC/IE(直流)和α=ΔiC/ΔiE(交流) c、α与β的关系:β=α/(1-α) 2、 极间反向电流 a、集电极-基极反向饱和电流 ICBO=ICB|(IE=0) b、集电极-发射极反向饱和电流(穿透电流)ICEO=ICBO+β*ICBO

3、 极限参数 a、 集电极最大允许电流 ICM。b、允许率损耗 PCM=iC*vCE。 c、击穿电压:①V(BR)EBO ②V(BR)CBO ③V(BR)CEO 一般情况有 V(BR)CEO<< V(BR)CBO 若 发 射 极 - 基 极 间 接 有 电 阻 R , 则 集 电 极 - 发 射 极 间 的 击 穿 电 压 用 V(BR)CER 表 示 并 有 V(BR)CER>V(BR)CEO ,当 R=0 时,V(BR)CER 增至最大,用 V(BR)CES 表示,此时 V(BR)CES≈V(BR)CBO。 集电极击穿电压综合表示于下图中,并有如下的关系: V(BR)CBO>V(BR)CES>V(BR)CER>V(BR)CEO

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课内练习:3.1.1------3.1.4

3.2 共射极放大电路

因为 IB=(VBB-VBE)/Rb≈VBB/Rb---称固定偏流电路;Rb 为基极偏置电阻。 特点:a、放大作用实质上是放大器件的控制作用。 b、 放大器是一种能量控制器件。 c、 放大作用是针对变化量而言的。 简化后的电路如下图所示:

放大电路的主要性能指标: 增益、输入阻抗、输出阻抗、频率响应和带宽、非线性失真。

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课内练习:3.2.1

3.3 图解分析法
静态:vi=0 时的电路状态(确定 Q 点) 动态:vi≠0 时的电路状态 1、 近似估算 Q 点(IB, IC, VCE 三个参数)----(只需考虑直流通路)

由图可知:IB=(VCC-0.7v)/Rb ≈ VCC/Rb ------(1) IC=β*IB ---------------------------(2) VCE=VCC-IC*RC-------------------(3) 注意:隔直电容的极性。 2、 用图解法确定 Q 点 (1) 把放大电路分成非线性和线性两部分

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(2) 作出电路非线性部分的 V---I 特性———BJT 的输出特性。 IC =f(vCE)|iB=40uA (3) 作出电路线性部分的 V---I 特性———直流负载线。 VCE=VCC-iC*RC (4) 由电路的非线性和线性两部分 V---I 特性的交点确定 Q 点。

3.3.2 动态工作情况分析 1、 放大电路在接入正弦信号的工作情况(动态) (1) 根据 vi 在输入特性上求 iB。 (2) 根据 iB 在输入特性上求 iC 和 vCE。

动态工作范围:直线段 Q’Q’’。 分析结论: ① 放大电路中电压、电流包含两个分量:一个是静态工作情况决定的直流成分

I B 、 I C 、VCE ;

另一个是由输入电压引起的交流成分 ib 、 ic 、 vce 。

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即有 iB

= I B + ib , iC = I C + ic , vCE = VCE + vce 。


vCE 中的交流分量 vce 的幅度远比 vi 为大,且同为正弦信号,体现了放大

作用。 ③ 输出信号与输入信号相位相反,具有反相作用,因此,共射极放大电路又叫 反相电压放大器。 2、 交流负载线

(1) 静态时,由于隔直电容的作用,RL 对电路的 Q 点无影响。 (2) 动态时,

对交流分量来说,应当用 R’L 来表示电流、电压之间的关系。 即交流负载线的斜率应该是 –1/R’L。 而把斜率为 –1/RC 定出的负载线称为 直流负载线。

两条负载线相交于 Q 点。

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(3) Q 点的选择:一般来说 Q 点选在交流负载线的中央确保不失真输出电 压为最大。 3、 BJT 的三个工作区域----饱和、放大、截止 放大:IC=β*IB Je 正偏、jc 反偏 VBE=0.7v 饱和:IC<β*IB Je 正偏、jc 正偏 VBE=0.7v, VCE=0.3v 截止:IB=0,IC=ICEO≈0 Je 反偏、jc 反偏 (VBE<0.5v)

由上图可知,改变 IB 就可以使三种状态互相转换。 (1)在放大电路中要尽量避 免工作到饱和区和截止区,以免产生饱和失真和截止失真。 (2)在数字电路中 恰好相反,正是利用饱和、截止状态使 BJT 作为一个可以控制的无触点开关。

课内练习:3.3.1 3.3.2

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3.4 小信号模型分析法(把非线性问题线性化的工程处理方法)
3.4.1 BJT 的小信号建模 通常有两种方法:1、已知网络的特性方程,按此方程画出小信号模型。2、 从网络所代表的 BJT 的物理机构出发加以分析,再用电阻、电容、电感等电路 元件来模拟其物理过程,从而得出模型。

对于上图的双口网络可以得到不同的网络参数,如 Z 参数(开路阻抗参数---内 部独立电源开路,流控型---网络两端施加电流源) 参数(短路导纳参数----内部独 ,Y 立电源短路,压控型---网络两端施加电压源)和 H 参数(混合参数---端口 1 加电流 源,端口 2 加电压源)等。 1、 BJT H 参数的引出 由下图的输入回路和输出回路可得电压与电流的关系分别为 vBE=f1(iB,vCE) iC=f2(iB,vCE) 假定 BJT 工作在小信号状态,考虑电压、电流之间的微变关系,对上两式取全微 分,得

式中 dvBE、dvCE 及 diB、diC 表示无限小的信号增量。若这些增量没有超过特性曲线的 线性范围时,它们就可以用有限的增量来代替。用下列形式表示:

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2、 H 参数小信号模型 (1)小信号模型的引出 用戴维南电压等效定理和诺顿电流等效定理得到包含四个 H 参数的 BJT 的小 信号模型---线性模型。如上右图所示。 (2)关于小信号模型的讨论 它是 ① 模型中电流源的性质: 等效电流源 hreib 只是代表 BJT 的电流控制作用, 受输入电流控制的,而不是一个独立的电源。 ② 流源的方向:等效电流源 hreib 的流向是由 ib(也就是 vb)来决定,不能随意 假定。同理等效电压源 hrevce 也是一个受控电源,极性如图中所示,不能随 意假定。 ③ 模型的对象是变化量:在小信号模型中讨论的电压、电流都是变化量,不 能用它来求 Q 点。可是,小信号模型虽然没有反映直流分量,但小信号参 数是在 Q 点求出的,与静态值有关,它反映了 Q 点附近的工作情况。 (3)模型的简化 对于共射极接法的 BJT 的小信号模型,H 参数的数量级一般为:

由此可见,hoe 和 hre 相对而言是很小的,因此,vbe 比 hrevce 大的多,负载电阻比 BJT 输 出电阻1/hoe 小的多。则可以把 hre 和 hoe 忽略掉。得到下图所示小信号模型:

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3.H 参数的确定 在计算电路之前必须确定所用的 BJT 在给定的 Q 点上的 H 参数: 公式法如下:

rb-----为基区体电阻,re―――为发射结电阻,VT=26mV(300K 时)。又可表示为下式:

3.4.2 用 H 参数小信号模型分析共射极基本放大电路 1、画出小信号等效电路。如下图所示: (1) 用 H 参数小信号模型表示 BJT。 (2) 画出交流等效电路图——任何不变的电压源都认为是交流短路的。 (3) 在小信号等效电路中采用相量表示电压和电流。

2、求电压增益(a、确定 Q 点--求 IB,IC,VCE b、求 rbe

c、求 Av)

由此可得电压增益为:

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3、计算输入电阻和输出电阻 (1) 计算输入电阻

则 (2) 计算输出电阻

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总结:一般地说,希望放大电路的输入电阻大一些;而输出电阻越小越好。但 是,应用时必须全面考虑各项指标,根据具体情况灵活掌握。 总结(两种分析方法的比较) : ① 用图解法定出静态工作点; ② 当输入电压幅度较小或 BJT 基本上工作在线性范围内, 可用小信号模型来分 析; ③ 当输入电压幅度较大,BJT 的工作点延伸到特性曲线的非线性部分时,就需 用图解法解题。 课内练习:3.4.1

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3.5 放大电路的工作点稳定问题
工作点---Q 点的确定对放大电路的工作有很重要的作用。它不仅关系到波形失 真,而且对电压增益也有重大影响。Q 点有基极电流 IB 来决定,基极电流 IB---偏流, 而获得偏流的电路叫做偏置电路。由前面的分析有:IB≈VCC/RB 是固定的,因此,称固 定偏置电路。 这种电路较简单但他有什么缺点呢?是我们下面要讨论的。 3.5.1 温度对工作点的影响 由于 BJT 的特性参数(ICBO、VBE、β)要随温度变而变化,会造成工作点的不稳定。 对硅管来说,ICBO 的值很小,对工作点的稳定性的影响很小。但 VBE 和β受温度的影响较大, 对工作点的稳定性的影响也很大。有这样的过程:①温度升高↑→ β↑ →(输出特性曲线 间隔变宽)Q 点↑→IC↑;或有温度降低↓→β↓→(输出特性曲线间隔变窄)Q 点↓→IC ↓。 ②在任意温度时 VBE 为 VBE=VBE(T0=250)-(T-T0)2.2*10 V,则温度升高, 输入特性曲线左移, 对同样的外加电压基极电流会增大,Q 点上升。 结论:①ICBO、β、VBE 随温度升高的结果,都集中表现在 Q 点电流 IC 的增加。 ②硅管的 ICBO 小,受温度的影响可以忽略,VBE 和β的温度影响是主要的,但 对工作在较大温度下的大功率硅管,ICBO 的影响就不能忽略。 ③至于锗管,它的 ICBO 大,ICBO 的温度影响对锗管是主要的。 3.5.2 射极偏置电路 从上面分析,如果能设法使 IC 在温度变化时近似维持恒定,问题就可以得到解决。 我们采取下列措施: (1)针对 ICBO 的影响,可设法使基极电流 IB 随温度的升高而自动减小。 (2)针对 VBE 的影响,可设法使发射结的外加电压随温度的升高而自动减小。 让我们一起分析下面的电路: (射极偏置电路)
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具有此稳定过程:①利用 Rb1 和 Rb2 组成的分压器以固定基极电位(若 I1>>IB)有

② 当 温 度 上 升 ↑ 时 → IC(IE) ↑ → 在 Re 上 的 压 降 IE*RE ↑ → VBE=(VB-VE)=(VB-IE*RE)↓→IB↓→IC(IE)↓---反馈控制原理。

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对于 I1>>IB 的条件,为兼顾其他指标,对于硅管可选取:

例题 1 近似估算上图的 Q 点,并计算它的电压增益、输入电阻、输出电阻。 解: (1)确定 Q 点,根据电路图有

所以

利用上面式子可以分别求得 Q 点的 IC、IB、VCE。 (3) 求电压增益: 画出上图的小信号等效电路如下图所示:

从结果可以看出,为了稳定工作点而牺牲了电压增益,怎样才能既稳定工作点又不 牺牲电压增益呢?-----加射极旁路电容 Ce。 (它对于交流接近短路)

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(4) 求输入电阻和输出电阻 a. 输入电阻

由此可见,加入 Re 后,输入电阻提高了。 (为什么?) b. 输出电阻

先求 R’o,根据 KVL 有输入回路和输出回路可得

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由于 rce>>Re,故有

通常有 R’o>>RC,故有 RO≈RC。 课内练习:3.5.1 3.5.2

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3.6 共集电极电路和共基极电路
3.6.1 共集电极电路(有称为射极输出器)

1. 电路分析 (1) 求 Q 点 根据直流通路 ,在基极回路中有:





因为一般有 VCC>>VBE, 则有:

此外,再由 IC=β*IB 及 VCE=VCC-ICRe 可求出 IC 和 VCE。 (2) 电压增益 由下图交流小信号等效电路(怎样画?) ,根据输入回路 KVL 可列方程

式中



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所以

因为一般有 所以电压增益接近于 1 而略小于 1,而且输出 电压与输入电压是同相的,因此射极输出器又叫电压跟随器。 (3) 输入电阻

根据上图有



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因为有



与共射极基本放大电路相比,电压跟随器的输入电阻高得多。 (4) 输出电阻



输出电导为



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通常有

所以

由此可见电压跟随器的输出电阻是很低的。 结论: 电压跟随器具有很重要的特点: (1)电压增益小于 1 而接近于 1,输出电压与输入电压同相; (2)输入电阻高,输出电阻低; (3)对电流有放大作用; 因此,在多级电子电路中,可用做输入级、阻抗变换电路、输出级。 2. 采用复合管以进一步提高输入电阻 复合管又称达林顿管----为提高电流放大系数和增大输入电阻,把两个相同或不同 的 BJT 连接在一起,用做一个 BJT。 复合管的主要参数为

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互补型复合管

3.6.2 共基极电路 基极是输入、输出电路的共同端点。

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(1) Q 点 由直流通路可知,它与射极偏置电路的直流通路是一样的。 根据电路图有

所以

利用上面式子可以分别求得 Q 点的 IC、IB、VCE。 (2) 利用小信号等效电路计算电压增益、输入电阻和输出电阻。

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可见,共基极电路与共发射极电路的电压增益在数值上相同,只差了一个符号。 BJT 的输入电阻为

共基极电路的输入电阻很低。 共基极电路的输出电阻为

结论:在共基极电路中、电流放大系数接近于 1,但小于 1。-----称电流跟随器。 1、组成放大电路的基本条件:具有正确的直流偏置电路;具有交流信号的输入通路; 具有交流信号的输出通路。 2、三种组态的比较:共射极电路的电压、电流、功率增益都比较大,因而应用广泛; 共基极电路频率稳定性好,比较适合在宽频带或高频情况下; 共集电极电路多用于输入级、输出级或缓冲级; 3、三种组态的判断:根据输入、输出信号的连接方式进行判断------a、从基极输入,从 集电极输出为共射极放大电路;b、从基极输入,从发射极极输出 为共集电极放大电路(射极跟随器) ;c、从发射极输入,从集电 极输出为共基极放大电路(电流跟随器) ; 课内练习:3.6.1

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3.7 放大电路的频率响应
3.7.1 单时间常数 RC 电路的频率响应 1、 RC 低通电路的频率响应 放大电路的高频区,影响频率响应的主要因素是管子的极间电容和接线 电容。

由上图可写出 RC 低通电路的传递函数

因为有

并令

则有高频区的电压增益

由上式得到电压增益的幅值和相角分别为

幅频响应: (1)当

用分贝表示

(2)当

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用分贝表示

相频响应:

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2、RC 高通电路的频率响应

高通电路的传递函数

因为

并令 可得低频区的电压增益

低频区的电压增益的幅值和相角分别为

幅频响应曲线和相频响应曲线分别如下:

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3.7.2 单级放大电路的高频响应 1、BJT 的高频小信号建模 (1) 模型的引出(主要需考虑极间电容) PN 结的高频模型,由第二章可知可以用下面模型表示:

r

C

特点:PN 结反偏时,r 为反向电阻,阻值很大,C 为势垒电容,尽管容值较小, 也不能忽略它的影响; PN 结正偏时,r 为正向电阻,阻值很小,C 为扩散电容,其容值较大, 因此,也不能忽略他的影响; 根据 PN 结的电容效应可知,BJT 中存在两个极间电容:集电结间的势垒电容 Cb’c 和 发射结间的扩散电容。因此可以得到 BJT 的高频小信号模型如下图所示:

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参数解释: a、 基区电阻 rbb’------基区体电阻,约在 50 ~300Ω之间。 b、 发射结参数 rb’e 和 cb’e c、 集电结参数 rb’c 和 Cb’c, rb’c 值很大(反向电阻) d、受控电流源 gmVb’e

gm =

?iC ?v B ' E

VCEQ

=

IE VT

简化后的高频小信号模型: (混合Π型高频小信号模型)

(2) 模型中参数的获得----与低频小信号模型参数的关系 在低频区上图可变成下图:

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则有 a、

β0 是低频区的电流放大系数。 b、由上图 c、d 比较可得

& & g mVb ' e = β 0 I b & & Vb ' e = I b rb ' e
因此得

c、 容 Cb’c 就是电容 Cob,可以从手册中查到。电容 Cb’e 可通过下式计算:

fT 为 BJT 的特征频率。 (3) BJT 的频率参数-----用来描述管子对不同频率信号的放大能力。 a、共发射极截止频率 fβ 因为有

h fe =

?iC ?iB

VCEQ

& 可写成 β

=

ic ib

v ce = 0

则将混合Π型高频小信号模型中 c、e 输出端短路得如下图:

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由图可列下列关系式:

则可以得到

因为在频率有效范围内有

则上式可简化为

考虑到

就有

因此

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式中

fβ称为共射极截止频率。 b、特征频率 fT---如上图所标,是β的响应曲线下降至零时的某一频率。 时 有

代入已有的关系式得到特征频率

此外还有共基极截止频率 fα,其值比 fT 还大,一般有如下关系

2、共发射极放大电路的高频响应 (1) 求密勒电容

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共发射极放大电路的简化交流通路如下

画高频小信号等小电路如下

在 C 点根据 KCL 得

由于第三项与前两项相比要小得多,可以忽略,因此得到

通过电容 Cb’c 的电流为

因而得

从 b’、e 两点往右看的导纳为

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相应地存在一个等效电容

或 式中 为从内基极到集电极的电压增益,CM 称为密勒电容。 (2) 高频响应与上限频率 根据密勒效应,可高频小信号图简化为下列形式

图中

再根据戴维南定理进行进一步简化为下图:

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图中

& & V 's = Vs rb ' e /( Rs + rbb ' + rb ' e ), R = ( Rs + rbb ' ) rb ' e ;

& 由图可见Vb ' e

=

1 & & & Vs ' ; Vo = ? g mVb ' e Rc ; 1 + jωRC

& & V AVO & AVH = o = & Vs 1 + j ( f
式中

fH

& AVH 1 = & ) AVO 1 + j ( f ;

; fH )

& AVO = ? g m Rc
f Hβ =

rb ' e Rs + rbb ' + rb ' e

(中频增益) ;

1 (上限频率) ; 2πRC

例题 3.7.1---参照课本,增益的波特图如下

(3)增益—带宽积----将低频电压增益与通频带相乘所得的乘积

当电路参数及 BJT 都选定后,增益—带宽积基本上是一个常数。

结论:共射极放大电路因存在密勒效应,其高频响应受到限制。

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3、共基极放大电路的高频响应 共基极放大电路具有低输入阻抗、高输出阻抗和接近于 1 的电流增益。 共基极放大电路交流通路如下图所示

高频小信号等效电路如下图所示:

为了简化分析,作一些合理的的近似:略去 Rs、rbb’、Cb’c 的影响。 对于 e 点,根据 KCL 得



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得到:

& Io = & Is 1+

1 1 jωC b ' e + gm g m rb ' e

=

1 1 / α 0 + jωC b ' e / g m

其中 其上限频率为 f Hα

=

gm f = T ? fT ; 2πCb ' eα 0 α 0

结论:共基极放大电路具有很宽的频带;而且,因为输出与输入之间没有反馈电
容,所以不存在密勒效应;共基极放大电路常用于高频、宽频带、低输入 阻抗的场合。 例题 3.7.2 参照课本

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3.7.3 单级放大电路的低频响应 放大电路的低频响应主要取决于外接的电容,如隔直(耦合)电容和射极旁路电容。 以下面的电路为例分析它的低频响应

(1)画低频小信号等效图如下: (保留隔直(耦合)电容和射极旁路电容)

(2) 低频等效电路的简化 忽略 Rb=Rb1‖Rb2 的影响,且若

则忽略 Re 且把 Ce 折算到基极电



算后的电容为

模电教案(第三章)

- 44 -

于是基极回路中的总电容 C1 可按下式计算



一般 Ce>>Cb2 则在输出回路中 Ce 可忽略。且把输出回路化成电压源等效 电路的形式,可得到如下的简化图:

(3) 低频响应及下限频率

& 根据图有Vo


=?

& βI b Rc RL Rc + RL + 1 jωCb 2

模电教案(第三章)

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& & Vs = I b ( Rs + rbe +
设 R'L

1 ) jωC1

=

Rc RL Rc + RL

则低频范围内电压增益的表达式为:

当ω很大时可得中频区电压增益为

为中频增益; 因此

式中 f L1

=

1 1 ; f L2 = 2πC1 ( Rs + rbe ) 2πCb 2 ( Rc + RL )

是两个转折频率点,取较大的值为下限频率。而且 Ce 是决定低频响应 的主要因素。 总结:通过以上对放大电路的高频响应和低频响应的分析,可以得到如下结论---1、放大电路的高频响应可以等效成低通 RC 网络的高频响应,传递函数相似,为

& & AVO & = Vo = AVH & Vs 1 + j ( f
fH =

fH

& AVH 1 ; = & ) AVO 1 + j ( f

& ; 其 中 AVO

为中频增益,

fH

)

1 为上限频率, 我们只要计算相应的 R 和 C 就可以获得放大电路的高频响应。 2πRC

2、电路的低频响应可以等效成高通 RC 网络的低频响应,传递函数相似,不过有输入、输 出回路两个不同的下限截止频率,取较大的频率值。表达式为

式中 f L1

=

1 1 ; f L2 = ; 2πC1 ( Rs + rbe ) 2πCb 2 ( Rc + RL )

模电教案(第三章)

- 46 -

3.7.4 多级放大电路的频率响应

设每级的中频电压增益为 AVM1, 上限频率为 fH1,下限频率为 fL1,对应的电压增益为 707AVM1。

那么两级电压放大电路的中频电压增益为 它的上限频率和下限频率如下图所示。显然有 则电路的通频带变窄了。

依此推广到 n 级电路,其电压增益为各单级电路电压增益的乘积,即

结论:多级放大电路的通频带一定比它的任何一级都窄,级数愈多,则

fL 愈大,fH

愈低,通频带愈窄。也即,总电压增益虽然提高了,但通频带变窄了。 课内练习:3.7.1 3.7.2 3.7.3

3.8 单级放大电路的瞬态响应
自学内容


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