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模拟电路基础复习


第一章 晶体管低频放大器
晶体管低频放大器主要是用来放大低频小信号电压的放大器,频率从几十赫到一百千赫左右 一、晶体管的偏置电路 为了使放大器获得线性的放大作用,晶体管不仅须有一个合适的静态工作点,而且必须使工作点稳定。由于温 度对管子参数β、Icbo、Ube的影响,最终都集中反映在Ic的变化上,为了消除这种影响,我们通过晶体管偏置 的直流或电压的负反馈作用使静态工作点稳定下来,常见的两种偏置电路及工作点稳定原理如下表 表一、 晶体管放大器的偏置电路 电路 电 流 负 电 反馈 工作点稳定原理 设温度T↑,直流负反馈过程 U=(1/3-1/5)Ec Re=(1/3-1/5)Ec/Ic Rb=Rb1//Rb2 ===(2-5)Re Ub=Rb1Ec/(Rb1+Rb2) 计算公式

结果使Ic维持不变

电 压 负 电 反馈

设温度T,直流负反馈过程

结果使Ic维持不变

Rb=β(Ec-Ube)/Ic-βRc Ic=Ec/(Rc+Rb/β) 根据经验,通常取 Rb/Rc=(2-10)

二、放大器的三种电路形式 放大器是一种三端电路,其中必有一个端是输入和输出的共同“地”端,如果这个共“地”端接于发射极的,称为共 射电路,接于集电极的,称为共集电路,接于基极的,称为共基电路,这三种有不同的性能,见下表 三种电路形式及其性能比较 电路 电压放大倍数 电流放大倍数 输入电阻 输出电阻

共射 电路

10-100 大

10-1000 大

100Ω-50KΩ 中

10KΩ-500KΩ 中

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共集 电路

0.9-0.999 小

10-1000 大

因负载不同,可达 50MΩ左右 大

1-100Ω 小

共基 电路

100-10000 (实用) 大

0.9-0.999 小

10-500Ω左右 小

500KΩ-5MΩ 大

三、图解法 所谓图解法,就是利用晶体管输入和输出的特性曲线,通过作图来分析放大器性能的方法,图解法能直观和全 面地表明三极管放大的工作过程,并能计算放大器的某些性能指标,现举例子来说明图解法的图解过程, 例:已知下图电路中的参数及输入电压Ui=15sinωt(毫伏)要求用图解法确定电路的静态工作点参数Ibq、Icq、 Iceq,并计算电压和电流的放大倍数Ku、Kio。

图解法步骤 1、确定基极度回路的静态工作点,从输入特性曲线中选取直线段的中点Q(此点的Ubeq=0.7伏,Ibq=40微安) 为基极回路的静态工作点,通过选取合适的Eb或Rb(一般通过调整Rb)来满足工作点的要求, 2、作直流负载线从上图可得负载线方程为Uce=Ec-IcRc, 它的轨迹为一根直线,若令Ic=0,得Uce=Ec=20伏,在 横轴上标出N点;又令Uce=0,得Ic=Ec/Rc=20伏/6千欧=3.3毫安,在纵轴上标出M点,连结M、N就是直流负载 线。它与Ib=40微安的输出特性曲线相交于Q,由Q点找出Icq=1.8毫安,Uceq=9伏,Q点就是集电极回路的静 态工作点,今后为简便起见,静态的电流、电压不再加下标Q表示,Ic、Ie即Icq、Ieqo 3、作波形,在输入特性上作出波形Ut=15sinωt(毫伏) ,并根据Ut的波形,作出ib、ic及Uce的波形 从图解法法得以下几点 (1)从波形正弦性可以判断静态工作点Q的选取是否合适。 (2)从图解得知输入电压Ui与集电极输出电压Uo反相,基极电流ib、集电极度电流Ic与输入电压Ui同相。 (3)上述图解法是在空载情况下进行的若考虑负载电阻RL的作用,交流负载应为RL=RC//RL。由于交流负载 线与直流负载线均相交于Q,故通过Q点作出倾斜角a'=(arctg)1/RL的直线M’N’,称为交流负载线。 四、等效电路法与h参数

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1、简化的h参数等效电路 “微变”是指晶体管的Ib、Ube、Ic、Uce在静态工作点Q 附近只作微量的变化。其中Ib、Ube为晶体管的输入变 量,面Ic、Uce为输出变量。若把晶体管看作含受控源的二端口网络,就可以用四个h参数模拟晶体管的物理结 构,从而得出晶体管的h参数等效电路如图7-1-4所示h的定义如下: hie=△Ube/△Ib -------△Uce=0,--hfe=△Ic/△Ib -----△Uce=0 hre=△Ube/△Uce ------△Ib=0, --hoe=△Ic/△Uce ----△Ib=O 几个参数有各自的物理意义:hie是输出端短路时的输入电阻,也就是输入特性曲线斜率的倒数;hfe是输出端 短路的电流放大系数,即β(共发射极)或a(共基极) hre是输入端开路的内反馈系数,它表示输出电压对输 ; 入电压影响的程度;hoe是输入端开路时的输出电导,即为输出特性曲线的斜率 由于晶体管工作在低频时,hre和hoe两个参数小到可以忽略不计,通常用hie和hre两个参数模拟低频晶体管电 路即可,这叫做简化后的h参数等效电路,如图7-1-3所示,图中的rbe、β即上述的hie、hfe.电流放大系数β(或 hfe)可以从输出特性曲线中求出或通过仪器测试出来,输入电阻rbe由下式计算: rbe=rb+(β+1)26(毫伏)/Ie(毫安) 式中:Rb为基区电阻,约为几百欧姆,Ie为静态发射极电流 求晶体管放大器的微变等效电路的方法如下: (1)晶体管以图7-1-3示出的等效模拟型代替; (2)所有直流电源、隔直电容,旁路电容都看作短路; (3)其它元件按原来相对位置画出, 利用等效电路可以求取放大器的放大倍数、输入电阻、输出电阻以及分析放大器的频率特性。

第二章 低频功率放大器
功率放大是一种能量转换的电路,在输入信号的作用下,晶体管把直流电源的能量,转换成随输入信号变化的 输出功率送给负载,对功率放大要求如下: (1)输出功率要大:要增加放大器的输出功率,必须使晶体管运行在极限的工作区域附近,由 ICM、UCM和 PCM决定见图一。

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图一 (2)效率η要高:放大器的效率η定义为:η=交流输出功率/直流输入功率 (3)非线性失真在允许范围内:由于功率放大器在大信号下工作,所以非线性失真是难免的,问题是要把失真 控制在允许范围内, 功率放大器按工作状态和电路形式可分成以下几种: (1)甲类功率放大器:在整个信号周期内,存在集电极电流; (2)乙类功率放大器:只有半个信号周期内,存在集电极电流,按电路形式它又可分为: 1)双端推挽电路(DEPP) 2)单端推挽电路(SEPP) 3)平衡无变压器电路(BTL) 在实际中,为了克服交越失真,推挽式昌体管电路是工作于甲、乙类状态的。 一、甲类功率放大器 图一是甲类功率放大器,负载 RL通过阻抗变换器B变成集电极负载RL=nRLo对直流来说,变压器B初级直流电 阻和Re均很小,所以直流负载线接近一条垂直线见图一( b)为使放大器输出较大功率,可使交流负载线处于 a 点和b点位置:a点的Uce=UCM, 而工作点Q处于ab直线中点,通常晶体管的饱和压降和穿透电流都很小,实际 上可以认为Icmin=0和Ucemin=0o 因此,供给负载的电流和电压振幅分别为: Icm=IcM/2, Ucem=UCM/2 ------------------------------------------------式1 负载的交流功率(或放大器输出功率)为: PL=(UceM/ )×(IcM/ )=(IcM/ )×(UcM/ )=(1/8)IcM×UcM----式2 工作点Q的集电极电流ICQ和电压UceQ分别为: ICQ=ICM/2, UceQ=Ec=UCM/2 --------------------------------------------式3 所以,直流电源的输入功率: PD=IcQ×UceQ=(ICM/2)×(UCM/2)=1/4IcMUcm--------------------------式4 甲类功率放大器的效率为: η=PL/PD=50%---------------------------------------------------------式5 可见: (1)晶体管的最大集射电压为电源电压EC的两倍。 (2)晶体管静态时耗功率为输出功率的两倍。 (3)甲类放大器的效率最高只有50%。

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二、乙类推挽电路 图2(a)为乙类推挽电路,由于输出端使用变压器,因而晶体管对地有两个输出端,设电路完全对称,当输入 信号Us为正半波时,BG1截止、BG2导通,输出电压UL为负半波,因此,两管轮流导通,一推一挽地工作,故 称为推挽电路。 由于两管轮流地工作,所以把两管的输出特性按相反方向叠在一起,两管的交流负载线正好连成直线ab,工作点 Q处于直线ab的中点,如图2(b)所示,从图中可看出各电量的关系: (1)如输出变压器的初级和次级绕组的匝数比为n,则每只晶体管的负载电阻RL为: RL=(n/2) RL=(n /4)RL--------------------------------------------式6 而集电极与集电极之间的电阻RCC为 Rcc=n RL=4RL-----------------------------------------------------式7 (2)变压器B2的初级绕组端电压振幅为: Ucem=UceQ ≈Ec------------------------------------------------式8 初级绕组电流振幅为: Icm=IcM----------------------------------------------------------式9 所以输送到初级绕组的功率为: Ps=(Ucem/ )×(Icm/ )=(1/2)EcIcm-------------------式10 (3)通过每只晶体管的电流平均值为: Ico=IcM/ π-------------------------------------------------------式11 由直流电源供给的功率为 PD=(2Ico)Ec=2×(Icm/π)×Ec--------------------------------------式12 (4)推挽电路的效率为: η=(Ps/PD)100%={(1/2×Ec×Icm)/[2×(Icm/π)×Ec]}100%≈78.5%-----式13 设计推挽电路时要注意: (1)为避免交越失真,晶体管应具有一定的偏置电流,但不要过大,否则使电路效率降低。 (2)晶体管的最大集电极电压Ucm>2Ec 。 (3)晶体管的耗散功率Pcm≥1.2Pc1,其中Pc1为每只晶体管送给变压器B2初级的功率,即Pc1=[(1/2)Pso]。 (4)根据Pc1及Ec1的要求,算出晶体管负载电阻PL及输出变压器的匝数比n。

图2

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第三章 直流放大器
直流放大器能够放大直流信号或变化极其缓慢的交流信号,它广泛应用于自动控制仪表,医疗电子仪器、电子测 量仪器等。常用的直流放大电路有单端式直流放大器、差动式直流放大器、调制型直流放大器等。 一、单端式直流放大器 单端式直流放大器需要解决级间直流电平配置问题,如下图( a)的电路是利用电阻Re2拉低BG2的射极电位以 满足直流电平配置要求(即令Ube2=Uc1-Ue2).下图(b)的电路是利用D1及D2作电平配置。使BG2、BG3的偏听 偏信置电压分别为Ube2=0.3伏、Ube3=0.45伏。D3起保护作用,避免使BG1基极受到过大的反压,如果前级输 出电压主和后级输入电压相差较大,可以利用硅稳压管的稳定电压来代替硅二极管的作用。下图C的电路是利用 较大的Rc1、Rc2来提高集电极电压,以实现前后级直流电平的配置。下图 D的电路是利用PNP (BG1和BG3) 与NPN(BG2)的极性相反来进行电平配置于,BG1的输出电流是BG2的输入电流,BG2的输出电流是BG2的输 出电流是BG3输入电流,较好地实现了级间耦合,上述四种电路的最大缺点是零点漂移大。

二、差动式直流放大器 图2(a)是差动式直流放大电路的一种型式。它是由BG1、BG2一对特性相同的晶体管组成,而且电路元件也都 是对称的。输入信号人别为Ui1 、Ui2;单端输出信号分别是Uc1、Uc2;双端输出为UC1与UC2之差,即UO=U C1UC2O差动电路具有下列特点: 1、具有抑制零点漂移能力 差动电路由于管特性相同和电路元件对称,所以当温度升高时,两管的集电极电流将得到同样的增量,即 △IC1=△IC20而双端输出为UO=△IC1RC-△IC2RC=0,所以输出没有零点漂移。 2、共模输入时,具有抑制放大能力 通常把幅度相等,相位相同的一对输入信号,称为共模信号,由下列电路图 A可见,当Ui1=Ui2 时,在对称条件 下,则双端输出Uo=KUil-KUi2=0, 3、差模输入时,具有放大能力
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通常把幅度相等,相位相反的一对输入信号,称为差模信号。当Ui1=-Ui2 差模输入时,两面三刀管集电极输出分 别为 Uc1=-KUi1 、 Uc2=-KUi2 ;所 以 , 差 模 放 大 倍 数 Kud: Kud=(Uc1-Uc2)/(Ui1-Ui2)=(-Ui1K-Ui1K)/2Ui1=K=(-)(hfeRc)/(Rs+hie) 由于差动电路的双端输入电压、双端输出电压均比单管共射放大电路多了一倍,所以差模放大倍数Kud与单管共 射电路的放大倍数相同 为提 高 抑制 零 漂 能 力 , 应 使共 模 放 大 倍 数 越小 越 好 , 差 模 放 大倍 数 越 大 越 好 ,因 而 利 用 共 模 抑 制比 CMRR*=Kud/Kuc作为评价差动放大电路性能好坏的重要指标。 图2

4、具有稳定静态工作点的能力 图2(a)的射极度电阻Re对共模信号及温漂电平均有很强的负反馈作用。例如在温度升高时, Ic1、Ic2都同时增 加,并产生下列负反馈过程:

结果使IC1、IC2的实际变化相对地减小,这里Re起着恒流作用,从而稳定静态工作点,显然Re越大,恒流作用 也越大,抑制零漂的能力也就越强,引入辅助电,以抵消 Re的压隆。使射极度对地电位能维持正常的数值。值 得注意的是,对差模信号,Re不起负反馈作用,因此,它不会降低差模信号的放大倍数。 表一 接法 四种形式(图2)的差动放大器的比较 双端输入、双 端输出 单端输入、双端输出(b) 双端输 入、 单端 输出 单端输入、单端输出(d) (a) (C)

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差 模 放 Kud=-(βRc/Rs+rbe) Kud=-(βRc/Rs+rbe) 大倍数 共 模 放 Kuc→0 大倍数 共 模 抑 很高 制比 差 模 输 Rid=2(Rs+rbe) 入阻抗 差 模 输 Rod=2Rc 出阻抗 用途 很小 高 Rid=2(Rs+rbe) Rod=2Rc

Kud=-[βRc/2(Rs+rbe)] Kud=-[βRc/2(Rs+rbe)] 很小 高 Rid=2(Rs+rbe) Rod=2Rc Kuc→0 很高 Rid=2(Rs+rbe) Rod=2Rc

常用在多级放 大的中 将单端输入转为双端输 将双端转为单端输出, 用在输入输出需要一端接 常用在 中间 级和 输入 地的地方、常用在控制电路 间级、输入级、也可作 出,常用在输入级 级 及稳压电源 输出级

第四章 射极跟随器
射极跟随器(又称射极输出器,简称射随器或跟随器)是一种共集接法的电路见下图,它从基极输入信号,从射 极输出信号。它具有高输入阻抗、低输出阻抗、输入信号与输出信号相位相同的特点

一、射随器的主要指标及其计算 一、输入阻抗 从上图(b)电路中,从1、1`端往右边看的输入阻抗为:Ri=Ui/Ib= r be+(1+β)ReL 式中:ReL=Re//RL,r be是晶体管的输入电阻,对低频小功率管其值为:r be=300+(1+β)(26毫伏)/(Ie毫伏) 在上图(b)电路中,若从b、b’端往右看的输入阻抗为Ri=Ui/Ii=Rb//Rio.由上式可见,射随器的输入阻抗要比一 般共射极电路的输入阻抗rbe高(1+β)倍。 2、输出阻抗 将Es=0,从上图(C)的e、e'往式看的输出阻抗为:Ro=Uo/Ui=( r be+Rsb)/(1+β),式中Rs=Rs//Rb, 若从输出端0、0’往左看的输出阻抗为Ro=Ro//Reo 3、电压放大倍数 根据上图(b)等效电路求得:Kv=Uo/Ui=(1+β)Rel/[Rbe+(1+β)Rel], 式中:Rel=Re//RL,当(1+β)Rel>>rbe时,Kv=1,通常Kv<1. 4、电流放大倍数
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根据上图(b)等效电路求得:KI=Io/Ii=(1+ β)RsbRe/(Rsb+Ri)(Re+RL) 式中:Rsb=Rs//Rb,Ri=rbc+(1+β)Relo 通常,射随器具有电流和功率放大作用。 二、射随器的实用电路 下图是高频放大器使用的一种电路,由同轴电缆把信号输出,电缆的特性阻抗一般为 50欧或70欧,所以要通过 跟随器BG2实现阻抗变换。

图2是一种自举式的跟随器,它的特点是: 1、自举 由于R3的下端电位随上端电位升曾而升高,故称为自兴举,自举作用使R3两端的交流压降为零。所以对交流来 说,R3相当于开路,从而避免了偏置电路降低了输入阻抗的缺陷。 2、输入阻抗高 为了尽量地提高晶体管有效的输入阻抗,采用BG1和BG2组成复合管电路,这时β=β1β2,使总的输入阻抗大大 提高。因为输入阻抗Ri=Rbe+(1+β)Reo 本电路的输入阻抗为2兆欧,

图3是串接式的跟随器,其特点是: (1)类似图2一样,R4两端交流电压具有自举作用; (2)BG2采用共基接法, 使Ic2具有恒流作用,A、B两点交流阻抗RAB大大也提高,从而提高了跟随器的输入阻抗。

图4是互补式的跟随器,电路的特点是: (1)由于两只三极管轮流供给负载电流,所以每只管的功耗只为输出功 率的(12-20)%左右,效率较高; (2)两只三极管都从射极输出,其输出阻抗基本上一样,所以输出波形正、 负半波对称; 3)由于输入信号通过BG3或BG4耦合至三极管的基极,所以,对交、直流信号都可跟随。其跟随 ( 范围约为±5伏
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第五章 负反馈放大器
一、正反馈与负反馈 从放大器的输出端把某些量送回输入端去,称为反馈。若反馈量与输入量的相位相同,且加入反馈后使放大倍数 增加的称为正反馈;若反馈量与输入量的相位相反,其反馈用于电路产生振荡,负反馈用于改善放大器的性能。 二、反馈方式与反馈效果 反馈效果与反馈量的性质和方式是密切相关的,若负反馈量与输出电压成正比,其反馈效果能使输出电压稳定, 输出电阻减小,称为电压负反馈;如果负反馈量与输出电流成正比,其反馈效果能使输出电流稳定,输出电阻增 加,则称为电流反馈。 按反馈量在输入端的接入形式划分为串联反馈和并联反馈。串联反馈的反馈量以串联形式串接于输入回路,并联 反馈的反馈量以并联莆式并接于输入回路,串联负反馈能增加输入电阻,而并联负反馈却减小输入电阻。 三、反馈的判别方法 正反馈还是负反馈用瞬间极性法判别,先假定输入信号某一瞬时极性然后按单级共射极放大器输入与输出反相的 原理逐级推出各输入、输出端的瞬时极性,最后看反馈到输入端的反馈量的极性与最初输入信号的假定极性:若 两者极性相同,则为正反馈,若两者极性相反则为负反馈。 电压反馈还是电流反馈 用假想输出端交流短路法判别。把输出端效流短路后,若反馈量消失,则为电压反馈,若 仍然有反馈量,则为电流反馈, 串联反馈还是并联反馈 考察输入回路的联接方式进行判别。反馈量与输入信号若是电压相加,则为串联反馈,若 是电流相加,则为并联反馈。 四种形式负反馈电路列于表一, 它们的有关计算公式列于表二 表一、三种形式的反馈 电流并联负反馈 电压并联负反馈 电流串联负反馈

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设输入电流Ii指向节点B为增加,反馈 设输入电Ii指向节点b为增加,所馈电流 电 流 为 If , 反 馈 过 程 : If 反馈过程 Ii↑→Uc↓→If↓(背离节点 b) If↑→Uc1↓→Uf↓→If↓, 因为 Ib 与If 反相 因为Ib与If反相,故属负反馈,若令输出 故属负反馈。若将输出端短路,反馈 端短路,则If=0 所以属反馈;另外反馈 量Uf仍存在,所以属于电流负反馈, 量是以并联形式接入输入端,所以属于 又由于反馈量 If以并联形式接入输入 电压并联负反馈 端所以属于电流并联负反馈

设输入电压极性为 Ui ↑,反馈量 为Uf,反馈过程: Ui↑→Ie↑→Uf↑ 若以输入回路方向参考方向,Ui 与Uf极性相反,故属负反馈。因 为Ui与Uf串联。所以属串联负反 馈。若输出端短路, Uf 仍存在, 则属于电流负反馈

减小输入电阻稳定输出电流增加输出 减小输入电阻稳定输出电压减小输出电 增加输入电阻稳定输出电流增 电阻 阻 加输出电阻 表二、四种形式负反馈的参数计算 电压负反馈 串联 并联 串联 电流负反馈 并联

Kuu=Uo/Ube Fuu=Uf/UO=Rel/(Rel+Rf)

Kui=Uo/Ib Fiu=If/Uo=-(1)/Rf

rif=(1+Kuu+Fuu)ri rof=ro/(1+KuuoF)

rif=ri/(1+KuiFiu) rof=ro/1+KuioFiu

Kiu=Uo/Ube Fui=(Uf/Io)=-Rf rif=(1+KiuFui)ri rof=(1+KiuoFui)ro

Kii=Io/Ib Fii=(If/Ie2)=Re2/(Re2+Rf)

rif=ri/(1+KiiFii) rof=(1+KiioFii)ro

第六章 宽频放大器
一、宽频放大器的主要性能指标 (1)通频带△f由定义知△f=fH-fL,通常下限频率fL≈O,△f≈fHo,因此放大器通频带的扩展是设法增大上限频率 fH数值。 (2)中频电压放大倍数KO:它的定义中频段的输出电压UO与输入电压Ui之比。 (3)增益与带宽乘积KO△f存在矛盾,即增大△f就会减小KO,反之则反,所以要用两者之积才能更全面地衡量放
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大器的质量。KO△f越大,则宽频放大器的性能就越好, (4)上升时间ts:它定义为脉冲幅度从10%上升至90%所需时间,放大器的高频特性越好,则上升时间ts越小。 (5)下降时间tf:它的定义为脉冲幅度从90%下降至10%所需时间, (6)上冲量δ:超过脉冲幅度的百分数, (7)平顶下降量△:脉冲持续期内,顶部下降的百分数,放大器低频特性越好,平顶下降量越小。 二、扩展通频带的方法和电路 通常使用扩展频带的方法有三种: (1)负反馈法,在电路中引入负反馈,并使负反馈量高频时比低频时小,以补 尝高频时输出电压减小的损失,这种方法是在不损坏失低频增益下进行补尝,但它的幅频特性却开不平坦,使输出 脉冲波出现上冲; (3)利用各种接地电路的特点进行电路组合,以扩展放大器的通频带,下面介绍扩展带的电路 1、电压并联负反馈电路 图1是电压并联负反馈电路,这种电路主要补偿晶体管集-基结电容CC、输出电容CO及电流放大倍数β随频率升高 而引起放大器增益下降的作用,因为,低频时CO的容抗较小,使UO减小。攀?潢摲牥?????师?所以,负反馈量也 减小,使高、低频放大倍数基本一致,若RF取值与CC在高频时容抗相当,则CC只能在高频上起作用,把上限频 率扩展

图1 图2 2、电流串联负反馈电路 图2是电流串联负反馈电路,这种电路只能补偿因β减小而造成的损失,但不能补偿CO的作用,只适用于分布电容 小的场合,因为,负返馈量取决于ReLe低频时β大,所以Ie 也大,引入负反馈也较大,而高频时,由于β↓Ie减小 使负反馈量也减小,从而补偿了因β↓而使增益下降的损失。 3、电抗元件补偿电路 图4是电抗元件补偿电路,图中Ce约为几个皮法至几十个皮法,低频时其容抗甚大于,Reo由Re,引入较大的负反 馈量,高频时Ce容抗变小,使发射极的反馈总阻抗变小,相应的高频负反馈减弱了。这就更有效地补偿β的 下 降 , 最佳补偿条件为: (3-5)ReCe=(0.35/△f 通过调整ReCe数值,可以同时补偿β↓及Co的作用,当CoRe较小时,按最佳条件选ReCe即可。若Co较大时,应 由调整确定, 4、并联电感补偿电路 图5为并联电感补偿电路,从交流观点看,L与输出负载并联,故称并联电感补偿。由L与[Co+CL]组成回路,高频 时产生谐振。由于谐振阻抗大,故补偿了β↓使入大倍数减小的作用,通常按下式选择电感 L=0.4RL(CL+CO) 5、串联电感补偿电路 图5为串联电感补偿电路,图中L与RL串联称为电感串联补偿。L与CC及CL组成谐振回路,补偿效果不如并联电感 补偿法好。 6、串、并联电感补偿电路 图6为串、并联电感补偿电路,图中C1、C2、C3分别为晶体管集电极电容及电路输出端的分布电容,电感L1和L2 可以由下式选择 L1=[(1/2)+(C1/C2)]L2
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L2=[(1/2)+(C3/C2)]L0 LO=RC/2π△f 由于L1、L2有二次谐振机会,使通频带有较大的扩展。 7、电容和电感的混合补偿电路 图7为电容和电感的混合补偿电路,电路由BG1和BG2两级组成,其中BG2的集-基之间由RF和LF实现并联电压负 反馈。高频时LF感抗增大使负反馈量减小,从而补偿了高频时输出电感受的下降,这种电路的输入、输出阻抗很 低,故能承受较大容性负载,使频宽大大扩展。 BG1和BG2实现电容的补偿,以抵销频时攀 ?潢摲牥?????师?β↓ 的作用。由于BG2输入阻抗小,BG1集电极交流负载减小,使BG1输入电容也减小,所以BG1放大级频响更好, 8、共射、共集组合电路 图8共射、共集组合电路,图中BG2是共集电路,具有输入阻抗高,输入电容小的优点,它接于BG1共射电路后面 , 可以减轻后级输入电容对前级的影响。与共射-共射电路相比,它具有更好的频响特性。又由于共集电路输出阻抗 低,可以承受较重的负载,输出电容对频响特性影响小, 由于共集电路本身的频率特性较好,所以共射-共集电路的频响声基本上决定于共射电路,这种电路适用于放大器 的末级。 9、共射、工会基组合电路 图9为共射、共基电路,图中 BG2共基电路的输入阻抗小,一般在几欧至十几欧范围,它作为 BG1共射电路后级, 当BG1集电极存在有分布民容时,对电路的频响的影响较小。所以比共射-共射电路的通频带有较大的扩展 这种电路总的带宽增益不积不及共射-共集电路,但共射-共基电路应用在多级电路中,不易产生寄生振荡。适用于 较高频的宽带放大器。

图3

图4

图5

图8 图6 图7

图9

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第七章 选频放大器
一、工作原理与双T电桥的频率特性 选频放大器,它从多种频率的输入信号中,选取所需的一种频率信号加以放大下图所示的方框图可以构成选频放大 电路,其中方框K是基本放大电路,方框F是选频负反馈网络,因此,选频放大器实质上是一种具有选频作用的负 反馈电路。电路的闭环益为 KF=K/(1+FK) 式中:K=UO/Ui 是开环增益 F=UF/UO 是反馈系数

一般用RC选频网络实现选期,图(b)示出反馈系数F随频率f的变化曲线(频率特性) ,当f=fo时,则F=0。 所 以 , 对谐振频率fo来说,放大电路不存在负反馈,故KF=K,此时放大器的输出电压最大。随着频率远离fo,F就急速地增 加,相应的KF也很快衰减至零,见上图C因而,偏离fo点的其它无用频率的输出电压也就很小很小了,至于KF的衰 减快慢,主要是取决于反馈网络的选频特性,通常用双T电桥的RC选频网络,它在实际使用中,最常用的有两种:

等一种是非对称双T电桥如上图所示,假设电源内阻RS=0,负载RL=00,则计算公式如下: 谐振角频率ωO=1/RC-------------------------1式 品质因数Q=[1/2(1+a)]=[fo/2△fo.7]---------2式 传输系数(反馈系数)的模、幅角分别为: ---------------------3式 φ =arctg1/QY 式中:Y=σ-(1/σ)是广义失谐系数 σ=f/fo是相对失谐系数-----------------------4式 2△fo.7主为半功点的带宽 由2式可见:对固定的谐振频率fo来说,Q越大,则通频带越窄;反之Q越小,则通频带越宽,因此,Q的大小可以 反应出双T网络的选择性好坏。这种双T电桥的优点是Q较大,但输入阻抗低,输出阻抗高,与放大器联接不便,由 于桥臂参数不同,选用和调节也带来麻烦,只有选择性要求较高,才使用非对称双T电路,该电路的输入、输出阻 抗及相角变化情况请参看最上面的图其中a通常选用(0.1-0.2)可得到较大的Q值。 第二种是对称双T电路,如下图-3所示,计算公式如下: 谐振频率:ω0= 品质因数:Q= 显然,Q与n有关,当n=1时,则Qmax=0.25,但调节不便,为了调节方便,经常选用n=0.5,相应于三只电阻数值相 等;或选用n=2,相应于三只电容数值相等,由于对称双T电桥,在选择元件和调整上都比较方便,故得到广泛的
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应用, 传输特性不对称性的校正方法: 实际使用中,由于RS≠O和RL≠OO而且有时双T网络与放大器使用交流耦合,例图4(A)的情况,信号源(ES及 RS)经CS与双T耦合,由于频率为零时,容抗1/ωCS为无限大,所以F=O;而当频率很高时,则CS、C2、C3容 抗很小,此时F近似为RL/(RL+RS) ;由 于 ZS、RL不影响谐振频率,仍然在f=fo时,F=0;因此,F随频率变化的 曲线如图4(B)示,由图可见,传输特性是不对称的

Z3和RL的存在不但使F的幅频特性畸变,而且也使它的相频特性产生不对称,如果在谐振点附近的相移超过 π/2,加上某此附加相移的作用,在这次闭环放大电路里,就会引入正反馈而发生自激振荡。为了消除这种不良现 象,在电路图4(A)的RL两端并接上电容 CL,在CL的作用下可F的幅相特性得到校正见图 4(B) 理 相 校 正 时 , , 应满足下式关系: R1C1=R2C2=RLCL=RSCS R1R2=(1+n)RLRS 如果耦合电容接于负载端,则必须在输入端1、1’并接电容CS,理想较正条件仍如上式关系 如果,双T与放大咕嘟使用直接耦合方式,则不必接入CS或CL,此时,F的振幅、相移特性的对称条件可简化为: R1R2=(1+n)RSRL R1C1=R2C2 必须注意: 1)双T网络与放大器直接耦合,虽然选择性较高,但直流工作点将受到影响,调整因难; ( (2)要使内阻ZS尽量减小及负载ZL尽量加大,否则会明显地降低双T的选择性,因此基本放大电路应前后接入射 极跟随器或源极跟随器,以满足双T网络的要求, (3)在元伯参数有误差的影响下, ,也会破坏了双T的平衡条件, 使幅频、相频特性发生变化,因此双T网络的元件应按照具体要求,必须经严格选出温度特性好,工作稳定的元件, 并要进行老化

图4(B) 图4(A) 图4(C)

二、双T电桥与放大器的连接方式 双T电桥与放大器的连接方式见下表 第 一 类 电路 特点 双T反馈电压UF与输入信号Ui同时加入放到放大器的输入端, Ui加到BG1的发射极, 而UF 加到基极,属串联电压负反馈电路,电路的闭环增益为KF=K/(1+FK) 谐振 , 时,因F=0,故KF=K=最大;严重失谐时,因FK>>1,故K=1/F≈1

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UF 和Ui同时加入到BG1的基极,属于并联电压负反馈电路,使用这种联接方式时, 要求信号源内阻RS足够大,否则双T电桥因负载太小会明显地降低选择性,该电路 的闭环增益与上述电路相同,

第 二 类

UF 加入至基本放大电路的中间级 BG1的基极,使 UF 比Ui 多了一级放大,即 UF 经 BG1、BG2、BG3三级放大,而Ui经BG2、BG3两级放大。电路的闭环益为KF=K/ (1+K1F) ,谐振 时 因 F=0,故 KF=K=最大,严重失谐时,因FK1>>1,故KF=K/K1<1。 因此,从减小失谐时的最小输出电压来说,它比第一类电路好。

第 三 类

输入信号Ui接于双T电桥并臂C3R3与地之间,使Ui既作用于BG1的输入端,又作用 于BG2的输出端,使电路的闭环益变为 KF=(1-F)K/(1+KF) ,谐振时,因F=0, 故KF=K=最大;严重失谐时,因F.K>>1及F≈1,故KF=0,从严重失谐时的最小输出 电压来说,这种电路最好,但调节麻烦

三、实用电路分析与调整方法 1、电路分析 图5为固定频率的晶体管选频放大电路,谐振频率是100赫,通频带小于6赫,谐振点的增益|KF|=70,它属于第一 类选频放大电路, BG1、BG2组成共射放大电路, 输入信号Ui与反馈电压UF 分别加于两管的基极[UF 先经射随器BG4 再送到BG2基极],其作用是:一方面增加选频放大电路的输入电阻,另一方面可使双T的负载电阻[即BG4的输入电 阻]增加,以消除输入信号源内阻RS对双T的影响,BG3也是射随器,它使双T的电源内阻减小,从而提高了电路的 选择性,双T电桥为非对称型,它与放大电路交流耦合,故用CL来校正幅频相频特性的对称性。

图5 2、调整方法 为了降低对电阻精度的要求和便于调虎离山节, R2(或R3)分别用一只固定电阻R’2(或R’3)和电位器R’2(或 R’3)组成,电位器数值为R2(或R3)的10-20%为宜[若固定电阻,误差是5%],然后按要求精度来选电容。

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图6 调整步骤 (1)按图6电路双T网络进行粗调,信号源选频率100赫,输入电压大于2伏,然后反复调电位器R’2和R’3务必使输 出电压最小,对于定点频率的双 T网络,使Fmin=0.002是不因难的(即衰减54分贝)注意在图5电路中,对双T网 络来说,右边为输入端,左边为输出端,另外,信号源的非线性失真要小,否则很难使Fmin=0.002. (2)调放大器的直流工作点, 由于基本放大电路是直接耦合放大器,各级工作点彼此有牵连,所以只要调节偏置Rb1、Rb2使Ue3为6-7伏 即 可 。 (3)调放大器的无反馈(开环)增益,从BG1基极输入信号(f=100和赫)调节输入幅度,使输出波形不失真,并 求K=UO/Ui=70,若K>70,则减小Re2;反之,若K< 70,可增加Rc2,直至K=70为止。 (4)双T电桥细调 拉入双T电桥,因双T已调准于f=100赫及Fmin≈0的,又因双T的输入阻抗比放大器的输出阻抗大很多,所以接入双 T电桥后,对谐振点来说,负反馈为零。因此,应该不影响放大器的增益,根据这个道理,若接入双T网络后,K略 小于70(因双T总有点负载效应) ,则说明电路是正常工作的;若接入双T网络后,K大于70,则说明双T在谐振点 处引入正反馈, 这时应调大R’3,使K减小至70; 反之当接入双T网络后, K减小较大, 则说明了双T在谐振处Fmin≠O, 故引入负反馈,致使K减小,此时可适当调小R’3,务使K增大到70为止。 在调试过程中,如果发现自激现象,则应首先把自激消除后,再进行调试,有三类自激振荡1、谐振点附近的自激, 因为在fo附近双T电桥产生正反馈,可调节R3使自激消除,2、在极低频率附近(约几赫)时,是由于双T网络的幅 频相频特性不对称,加上极低频率时,放大器的耦合电容或旁路电容会引入附加相移,从而构成了正反馈,因此, 消除这类自激振蒎,可以改用直耦放电路或将耦合电容、旁路电容的数值减少,尤其要注意双T网络与放大器的耦 合电容C4的影响;3、高频自激振荡(约几十千赫)消除方法是收缩放大器的通频带,使高端增益讯速地衰减,例 如图5电路中接入Cm,使BG2的负载变为R2与Cm并联,选取Cm的数值,使其在低频时,Cm不起作用,而在自激 频率附近,造成了BG2的阻抗突然急剧地减小,从而使自激消除。

第八章 场效应管放大电路
一、偏置电路 有自生偏置和混合偏置两种方法,表1电路I利用漏极电ID通过Rs所产生的IdRs作为生偏置电压,即Ugs=-IdRso 可 以稳定工作点。|IdRs|越大,稳定性能越好,但过负的偏置电压,会使管子进入夹断而不能工作。若采用如表2和表 3混合偏置电路就可以克服上述缺陷。它们是由自生偏压和外加偏置组成的混合偏置,由于外加偏压 EdRp(Rp为 分压系数)提高了栅极电位,以便于选用更大的IdRs来稳定工作点,电路2、3中Rg的作用是提高电路输入电阻 二、图解法 用图解法求电路的静态工作点如下: 表一 1

常用场效应管放大电路 2 3

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电路

图解 法

等效 电路

(1)写出直流负载线的方程为:Uds=Ed-Id(Rd+Rs)=15-3.2Id 令ID=0,则UDS=15伏,在横坐标上标出N点,又令UDS=0 ,得ID=4.7毫安,在纵坐标上标出M点,将M、连接成 直线,则MN就是直流负载线。 (2)画栅漏特性(转移特性) :根据负载线与各条漏极特性曲线的交点坐标,画出如下图B左边所示的ID=f(UGS) 曲线称为栅漏特性。 (3)通过栅漏特性坐标原点作Tga=1/Rs的栅极回路负载线,它与栅漏特性相交于Q,再过Q点作横轴平行线,与 栅漏负载线相交于Q’。由静态工作点Q和Q’读出:IDQ=2.5毫安,UGSQ=-3伏,UDSG=7 伏,表1中的图解法与此 相同。 三、等效电路分析法 场效应管的微变等电路示于下图,由场效应管放大电路写成等效电路的具体例子可参阅表一。根据等到效电路求电 压放大倍数及输入,输出电阻的方法与晶体管电路相同。

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第九章 正弦振荡电路
在电子工程中,常常用到正弦信号,作为信号的源的振荡电路,主要的要求是频率准确度高、频率稳定性好、波 形失真小和振幅稳定度高等,但对高频能源的振荡电路有以下几种: (1)LC振荡电路:它适用于几十千赫至几百兆赫的频率范围(高频率和超高频) (2)RC振荡电路:适用于声频和超声频范围(从几赫至1赫) (3)晶体振荡电路:用于生产频率稳定度较高的振荡电路,频率低于 3千赫时常用音叉振荡电路代替,而频率高 于几十兆赫时常用泛音晶体振荡电路,随着集成化技术的发展,已有多种晶体振荡器的集成电路, 如国产的ZWB-1 和ZWB-2型等。 相位和振幅平衡条件: 反馈式的振荡电路主要是由基本放大器和反馈网络组成,如图 91所示,因此,振荡电路实际上是一个闭环的正反 馈电路,其闭环增益为: Kf=Uf/Ui=KF= 要使电路产生振荡,则必须反馈电压Uf和输入电压Ui同相,所以本位平衡条件为 Φk+Φf=2nπ------------------------------------式一 (n=0,1,2,........ 而且,要求|Uf|≥|Ui|, 所以振幅平衡条件为: KF≥1-----------------------------------------式二 如果满足了这两个平衡条件,则电路产生振荡,由于振荡器的晶体管工作在非线性区域,所以包含了丰富的谐波 成分,而只有某一频率才能满足上述的两个平衡条件,从而产生了单一频率的正弦振荡。

图1 图2 一、变压器反馈式振荡电路 图2(a)为变压器反馈振荡电路,其正反馈过程是:若输入Ui为上正下负,对于振荡频率,回路谐振的并联阻抗为 电阻性,所以输出电压Uo与Ui反相,即Uo为上负下正,由于同名端决定了Uf为上正下负,Uf正好与Ui同相,只要 晶体管的β足够大和变压器的匝数比合适,电路一定能够振荡,还可以证明电路的起振条件和振荡频率分别为: β≥rbeRC/M------------------------式3 f≈1/2π -----------------------式4 式中:rbe为基极与射极度之间的交流等效电阻,R为次级折算到初级的等效电阻,M为互感系数。 二、三点式振荡电路 1、三点式电路相位条件的判别法 图3(a)为三点式振荡器的交流等效电路,从相平衡条件可以推论出:凡与晶体管发射极相接的电抗Xbe、Xce应 性质相同,而不与发射极连接的另一电抗元件,Xcb的性质应与前两者相反。 可以从相量图来检查上述结论的正确性,设Xbe、Xce为容性,Xcb为感性;因振荡时回路谐振于振荡频率,回路 呈电阻性:所以Uo、Ui反相及Ic、IL反相;又因Xbe、Xce为容性,故IC 比UO超前90度。因Xcb为感性,所以Uf 比IL滞后90度,其相量图如图3(b)示,从图可见,Uf与Ui同相,上述结果得到证明。

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图3 图4 2、电容三点振荡电路(考毕兹电路) 图4(a)为三点振荡电路及其交流等效电路,从图 4(b)看出,与发射极相接为电容,集电极与基极之间接电感, 服从于共射三点振荡电路对电抗性的要求,故能振荡,该电路的起振条件和振荡频率为: β≥C2/C1----------------------------------式5 f≈-(1)/ --------------------------式6 一般反馈系数F=C1/C2取0.5-0.01之间,由于该电路的输入端接电容,而容抗又随频率增加而减小,所以输入电压 中的高次谐波分量将明显地受到抑制,使输出波形良好,该电路的缺点是:用调节电容来改变频率时,会使反馈 系数改变,所以通常用改进型的电容三点振荡电路。

第十章 晶体管直流稳压源
一、稳压电源的技术指标 直流稳压电源的技术指示如下: (1)最大输出直流电流Iomax: 表明该稳压电源的负荷能力,与整流管和调整管的最大允许电流IcM有关 (2)额定输出稳压直流电压Uo:分别定压式和调压式两种 (3)稳压系数数S:表示在负载电流与环境温度保持不变的情况下,由于输入电压Ui的变化而引起的输出电压的相 对变化量与输入电压的相对变化量的比值,即: S=(△Uo/Uo)/(△Ui/Ui) S越小,电源的稳定性越好,通常S约为10 -10 。 (4)输出阻抗Ro:表示当输入电压和环境温度保持不变时,由于负载电流Io和变化而引起的输出电压的变化量与 负载电流的变化量的比值,即 Ro=△Uo/△Io 可见,如果Ro越小,则说明输出电压的变化越小。 (5)纹波系数y:输出电压中交流分量占额定输出直流电压的百分比,即 r=[(U-)/Uo]×100% 显然,r越小越好,通常稳定电源的纹波电压只有几毫伏,甚至小于1毫伏 二、整流与滤波电路 1、整流电路 常用的整流有半波、全波、桥式、对偶、倍压式整流电路,它们都是利用二极管的单向导电性把交流电压变为直流 电压,不同形式的整流电路对变压器及二极管的要求也不同,其特点和要求列于表一中 表一 各种整流电路的主要指标
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半波整流(a) 电路

全波整流(b)

桥式整流(c)

对偶整流(d)

倍压整流(e)

交流输入电压 (有效值 (a) (b) (c) (d) (e) U2 2U2 U2 2U2 U2

空载时输出电压 (有效值)Uo U2 U2 U2 U2 U2

带负载时输出电压 每管的反向峰值 (有效值)Uo 电压 U2 1.2U2 1.2U2 1.2U 2U2 U2 U2 U2 U2 U2

每管通过的电流 平均值 Io 0.5Io 0.5Io 0.5Io Io 有效值 1.57Io 0.79Io 0.79Io 0.79Io 1.57Io

2、滤波电路 滤波电路实际上是一种低通滤波电路,它能通过直流分量,而抑制交流分量、因此通常用电容和电感元件组成,其 电路形式和特点列下于下表二中,滤波电路以纹波系数r来评价其滤波性能的优劣: 表二 电容滤波 电 路 优 点 缺 点 适 用 场 合 参 数 选 择 1.输出电压较高 2.在小电流时滤波效能较高 1.滤波效能很高 1.滤波效能较高 2.几乎没有直流 2.能兼降压限流作用 电压损失 1.滤波效能很高 2.其他特点与阻 容滤波相同 多用 一 个 晶 体 管,其他与阻容 滤波相同 各种滤波电路的比较 电感电容滤波 阻容滤波 晶体管滤波

1.带负载能力差 作低频滤波器时 1.带负载能力差 2.电源起动时充电电流很大,使整 体积大、 较笨重, 2.有直流电压损失 流电路承常受很大的冲击电流 成本高 负载电流较小的场面合

负载电 流 较大, 负载电阻较大,电流较小及要求纹 负载电不太大及 要求纹波系数很 波系数很小的情况 要求纹波系数很 小的场面合 小的情况 全波整流 全波整流 LC=1.99/r RC =[(2.3×10 )/rRL] 取 R一般取数十至数百ΩC(μF) L≥( 2RL/942 ) (H) C(μF)
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全波整流 C=[(1.44×10 )/rRL](μF) 半波整流 C=[(2.88×10 )/rRL](μF)

其中 C 可按 阻 容滤 波 公 式 计 算 Rb取数KΩ Cb取几至十几 μF

注:r是输出电压的纹波系数数 r=输出电压交流分量有效值(伏)/输出直流电压(平均值) (伏) r越小,滤波性能越好。通常r为百分之几至千分之几。 采用电感滤波时,应考虑到在电源断开时,电感线圈两端会产生较大的感应电势,所以选用整流二极管的电压特级 应留有一定余量,以防击穿。 三、并联式稳压电源 若调整元件与负载并随着,称为并联稳压电源,如图1所示,图中稳压管Dz作为调整无件,通常Dz运用在反向击穿 状态,所以,Dz在中路中的接法要使Iz的方向与Dz方向相反,由于稳压管Dz反向击穿时,具有稳压特性,即稳压 管中电Iz在Izmin-Izmax 范围内变化时,稳压管的端电压Uz几乎并联式稳压电源结构简单,输出电流小,适用于固 定稳压的基准电源及用作晶体管稳压电路中的辅助电源,图2给出几种参考电路。

图一

图二

图三

图三是晶体管并联稳压电源。以晶体管BG2与BG3作调整元件,它与负载相并联,故属并联式稳压电路,BG1为放 大元件,若输入电压|Ui|增加时,|UR2| 和|Ue1|也增加,而BG2、BG3集射之间的电阻减小,因此输入电压增量基 本上降落在R1上,从而保证U2稳定。

第十一章 调制器
一、概述 调制器是调制式直流放大电路中的一个重要环节。由下图的方框可见:欲放大的直流信号ui经过调制器后,变为交 流信号UA;再经过交流放大器放大后,最后由解调器转换成直流输出信号UO;振荡器产生开关信号UC;用于控制 调制器的取样动作。由于信号的放大任务主要由交流放大器完成,而交流放大器的零点漂移小到可以忽略不计,调 制器与解调器的零漂也可以做得很小,所以,调制式直流放大器可用来放大微弱的直流信号, 调制器通常有三种形式:机械调制器(机械斩波器) 、晶体管调制器、场效应管调制器。按电路形式可分为并联调制 器和串、并联调制器两种,后者比前者性能优越,但结构复杂。

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二、调制器原理 下图为调制器的原理图,因为开关K负载并联,故称为并联制器

工作过程如下:若在0-T/2时间内K断开,则A点取得电平UmA ;若在(T/2)-T时间内K接通,则A点接地;以后随 差开关K周期地通断动作,在A点将得到一脉动的直流电压UA(如下图) UA 可以分解为直流分量UAO和交流分量 , UA-O,经过隔直电容C后,UAO降落在电容器上,而交流分UA- 被送到负载RL上去,即UO=UA-O 三、并联调制器 1、晶体管调制制器 晶体管调制器是以晶体三极管作开关器,其电路和波形如下图所示,晶体管BG的基极接入控制电压Ua( 方 波 ) ,当 Ua为负半波时,BG载止,则Ui 对C充电,充电电流从上而下流过RL,所以UO为正;反之,当Ua为正半波时,BG饱 和,则C经BG及RL放电,放电电流从下而上流过RL,故UO为负。随着UO交替地变化,输出端UO就得到了交替的 方波电压,其数值正比于输入电压,它的频率与Ua相同。

2、场效应管调制器 场效应管调制器是以场效应管作为开关器,其电路及波形如下图所示,由图可见,当 BG的栅极加上负向脉电压 Ua,就能定期地控制场效应管的开通与夹断,从而把输入直流电压 Ui变为交流输出电压UO,工作过程与晶体管
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调制器相同。

四、串并联调制器 下图(a)为串并联调制器及其波形图。BG1与负载RL串联,BG2与RL并联,两只场效应管BG1、BG2分别为受 电压Ua1与Ua2控制;而Ua1与Ua2对地点来说,相位相反,若在0-(T/2)时间内Ua1为正,则Ua2为负,使BG1 导通和BG2截止,此时Uw=Ui若在(T/2)/T时间内Ua1为负,则Ua2为正,使BG1截止和BG2导通,此时, UW =0。 经过耦合电容C2后,滤UW中的直流分量,在负截RL两端得到 了交流的调制方波, 在下图(b)中是双直流输入信号(Ui和Uf)的串、并联调制器及其波形图,它可同时完成调制与比较两项任务, 输出电压UO正比于两输入信叼的幅值差,工作原理与上述相同

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第十二章 解调器
一、解调器的工作原理 解调器是调制式直流放大电路中的一个重要组成部分。它把已放大了的交流电压还原为直流电压,其大小和极性 与交流电压的幅度和相位要对应。 下图是解调器的原理电路, RL为负载, C为滤波电容,其作用是使输出直流电压平滑,解调开关K与输入交流信号 , Ui具有相同的频率。当Ui为正时,开关接通,输出等于输入电压UO,经电容C的平滑作用后,应可得到平滑的直 流电压UO。相反,如果Ui为负时,开关接通,Ui为正时,开关断开,则输出端得到负的脉动直流电压UO。

二、相敏整流解调器 1、半波相敏感整流器 下图为半波相敏整流器,以C-e反接(倒置)的晶体三极管BG作解调开关器,工作过程分两种情况:当Ui 与Ua为 、 同相时,若Ua为左正右负,则BG饱和(晶体管倒置工作时,C极和b极的PN结加正向电压,同样可以达到饱和状 态) ,输出等于输入的正半波电压,故输出是正极性电压,但当Ui 与Ua反相时,也就是说,当Ua为左正右负使BG 饱和时,Ui 刚好是上负下正,故输出是负极性的直流电压。由于整流输出与Ui 的相位有关,所以称为相敏整流解 调器。它的输出能够反映输入的大小和极性的变化。 2、全波相敏整流解调器 半波整流器只能利用输入的半波电压,因而解调效率低,下图为全波相敏整流电路。BG1、BG2均采用c-e反接三 极管,分别受两个大小相等、相位板反的电压 Ua1与Ua2控制。设Ui与Ua 同相,正半波时Ua1左正右负,使BG1 饱和接通,但Ua2为左右负却BG2截止,此时,由于Ui也为正半波(上下为负) ,所以输出Umo 为正半波。反之, 负半波时, ,Ua1和Ua2均为左负右正,使 GB1截止和BG2经C平滑后,就可得到平滑的正确的输出电压。同理, 当Ui与Ua反相时,则得到负的输出电压。

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三、相敏放大解调器 1、半波相敏放大电路 上述的相敏整流解调器,只对输入信号起解调作用,耐无放大作用,下图为半波相敏放大电路,设输入信号es为 正弦电压,并与控制电压Ua有相的相位和频率,二极管D使集电极电流iC单向流动Re起电流串联负反馈作用

当es与Ua均为正半波时,使BG及D均处于导通状态,则集电极电流iC流过负载RL,输出电压UO为负半波,如UO 波形图的虚线所示,再经C的平滑作用,得到实线的直流电压。由于BG的放大作用,所以供给负载RL的功率甚大 于基极输入功率,并由解调电压Ua供经负载能量。在上图中如果输入es与Ua即es为上负下正,而Ua却为上正下 负时,虽然D仍为正偏置,但BG截止,故ic为零,输出也为零。因此,输出信号对输入信号的相位有敏感而且放 大作用,故称为相敏放大器。 下图是DDZ-11型仪表中的实用相敏放大器,在下图A中,输入交流信号为Ui,变压器B3输出交流反馈信号,解调 电压Ua由变压器B2输入并经稳压管DW1、DW2限幅,使A、B两点之间的方波峰-峰值定在18伏,R2是稳压管的 限流电阻。当Ua、Ui 为反偏置,ib及ic均为零。随着Ui、Ua周期地变化。iC为一脉动直流,可分解为恒定直流IC 及交流iC-,其中IC流过RL变成解调直流电压而交流分量iC-通过变压器B3后得到反馈电压]UF。 当Ui、Ua反相进,io及ic 等于零,说明放大电路对相位有敏感作用

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2、 、全波相敏放大器 下图为全波相敏放大电,图中M为直流电动机的定子绕组,由解调得到的直流信号驱使电机转动,以执行终端显 示任务。工作原理下:若Ui和Ua同相,当Ui和Ua为正半波时,BG导通,电流iL由A→D1→BG→Re→D3→M→B 通过,iL→为正半波,设电动机M正转;反之,当Ui和Ua负半波时,BG反偏截止,所以iL为零(见下图b)

第十三章 调制电路与解调电路
一、调幅电路 调幅电路是把调制信号和载波信号同时加在一个非线性元件上(例如晶体二极管或三极管)经非线性变换成新的频 率分量,再利用谐振回路选出所需的频率成分。 调幅电路分为二极管调幅电路和晶体管基极调幅、发射极调幅及集电极调幅电路等。 通常,多采用三极管调幅电路,被调放大器如果使用小功率小信号调谐放大器,称为低电平调幅;反之,如果使用 大功率大信号调谐放大器,称为高电平调幅。 在实际中,多采用高电平调幅,对它的要求是: (1)要求调制特性(调制电压与输出幅度的关系特性)的线性良好; (2)集电极效率高; (3)要求低放级电路简单。 1、基极调幅电路 图1是晶体管基极调幅电路,载波信号经过高频变压器T1加到BG的基极上,低频调制信号通过一个电感线圈L与高 频载波串联,C2为高频旁路电容器,C1为低频旁路电容器,R1与R2为偏置的分压器,由于晶体管的ic=f(ube)关系 曲线的非线性作用,集电极电流ic含有各种谐波分量,通过集电极调谐回路把其中调幅波选取出来,基极调幅电路
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的优点是要求低频调制信号功率小,因而低频放大器比较简单。其缺点是工作于欠压状态,集电极效率较低,不能 充分利用直流电源的能量。 2、发射极调幅电路 图2是发射极调幅电路,其原理与基极调幅类似,因为加到基极和发射极之间的电压为 1伏左右,而集电极电源电 压有十几伏至几十伏, 调制电压对集电极电路的影响可忽略不计, 因此射极调幅与基极调幅的工作原理和特性相似 。 3、集电极调幅电路 图3是集电极调幅电路,低频调制信号从集电极引入,由于它工作于过压状态下,故效率较高但调制特性的非线性 失真较严重,为了改善调制特性,可在电路中引入非线性补尝措施,使输入端激励电压随集电极电源电压而变化, 例如当集电极电源电压降低时,激励电压幅度随之减小,不会进入强压状态;反之,当集电极电源电压提高时,它 又随之增加,不会进入欠压区,因此,调幅器始终工作在弱过压或临界状态,既可以改善调制特性,又可以有较高 的效率,实现这一措施的电路称为双重集电极调幅电路。 采用图4的集电极、发射极双重调幅电路也可以改善调制特性。注意变压器的同名端,在调制信号正半波时,虽然 集电极电源电压提高,但同时基极偏压也随之变正,这就防止了进入欠压工作状态;在调制信号负半波时,虽然集 电极电压降低,但基极度偏压也随之变负,不致进入强过压区,从而保持在临界、弱过压状态下工作。

图二、发射极调幅电路 图一、基极调幅电路

图三、集电极调幅电路 图四、双重调幅电路 二、幅度检波电路 从调幅波中取出调制信号的过程,称为幅度检波,常用的检波电路有三种:小信号平方律检波,大信号包络全波和乘积 检波,对检波器的要求有以下三点: (1)检波效率(电压传输系数) 若检波器输入等幅高频电压峰值为Uc,检波后的输出电压为Uo,则检波效率K定义为:K=Uo/Uc 若检波器输入为包络调幅波,则检波效率寂静义为输出低频电压幅度UΩ与输入高频电压包络幅度 mUc 之比: K=UΩ/mUc 式中:m是调幅系数。K越大说明同样的输入情况下可以得到较大的低频输出信号,即检波效率高。 (2)检波失真 它反映输出低频电压波形和输入已调波包括形状的符合程度。 (3)输入电阻Ri 由检波器输入端看进去的等效电阻称为输入电阻 Rio,通常检波器接于中频放大器的输出端, Ri看作是它的负载。
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因此,Ri越大对中频放大器的影响就会越小, 1、小信号平方律检波器 图5(a)是小信号检波电路。其特点是: (1)输入高频信号ui(t)的幅度为几十毫伏量级; (2)选择适当的偏置电压使工作点Q处于伏安特性的弯曲段上[见图5(b)],在整个高频信号周期内均有电流通过二 极管。经理论分析得该检波器的输出电压u2与输入电压U c成正比,平方律检波正是由此得名,其参数如下: (1)检波效率K=UΩ/mUc=Ra2Uc/(1+a1R [考题输出电压反作用] 式中:R为检波器负载电阻,Uc为高频调幅波的载波幅度,a1、a2为与工作点电流有关的系数,在室温情况下其 值近似为: a1=38Io 及 a2=0.74×10 Io (Io的单位为安培) 若检波器的工作点电流选定为Io=20微安,R=4.7千欧, Uc=50毫伏则检波效率为: K=Ra2Uc/(1+a1R)=(4.7×10 ×0.47×10 ×20×10 ×50×10 )/(1+38×20×10 ×4.7×10 )=0.76 (2)非线性失真,由于二次谐波与基波相距很近,不易清除干净,故常用二次谐波失真系数y来估计失真的大小。其 值为: y=m/4 由式可见,调幅系数m越大则y越大,失真越严重,一般情况下m≈30%,则y≈7.5% (3)输入阻抗Ri,指数波频率为ωc的交流阻抗。从图5(a)中可见,对ωc而言,C看作短路,所以Ri等于二极管的 交流电阻rd,在室温情况下其值为: Ri=rd=26×10 /Io 若Io=20微安,则Ri=(26×10 )/20×10 =1.3千欧 小信号检波的缺点是:输入阻抗低,非线性失真严重, 2、大信叼峰值包络检波 如图6(a)是大信号检波电路,由于输出电压交流部分与调制信号最大值成正比,故又称为直线性检波,其特点是: (1)输入电压幅度一般500毫伏以上; (2)没有偏置电压E,由于输出电压的反作用,实际上工作点处于u<0的区段[见图6(b)]。因此,大信号检波二 极管,在载波一周期内,只有一段时间寻通,而另一段时间截止。大信号峰值二极管检波器的主要参数计算如下: K=cosθ

图5

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图6 表一 rd/R θ cosθ Ri/R 0 0° 1 0.50 0.00057 10° 0.99 0.51 0.0046 20° 0.94 0.54 0.017 30° 0.87 0.59 0.045 40° 0.77 0.69 0.1 50° 0.64 0.84 rd/R、Ri/R与θ关系表 0.22 60° 0.50 0.11 0.51 70° 0.34 0.69 1.36 80° 0.17 3.5 OO 90° 0 OO

式中:θ为半导通角,它取决于rd/R值,两者关系为 rd/R=(tgθ-θ)/π 可根据rd/R值,通过表一直接查出K值 (2)输入阻抗Ri Ri/R=(tgθ-θ)/(θ-sinθcosθ) 可见,输入阻抗Ri决定于θ角,即决定于rd/R值,因此,可以根据rd/R值,通过表一直接查出输入阻抗Rio (3)检波失真 常有两类失真:一类对角切割失真,二是底边切割失真, 图7示出对角切割失真情况,产生该失真的原因是滤波时间常数RC选得过大,以致滤波电容的放电速率跟不上包络 变化速率所造成的,要防止对角切割失真现象,时间常数RC应满足下式关系 RC<( /m)×(TΩ/2π) 式中:m为调幅系数,TΩ=2π/Ω,若m=0.3时,则得RC<0.5TΩ

图 7

另一种切割失真是由于检波器的低频交流负载与直流负载电阻不同而引起的, 通常检波被输出的低频电压经耦合电 路[图7(a)中的R1C1]再送至低频放大器中去由于C1数值很大, (约为10微法)它的两端降有直流电压为载波幅
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度的平均值Uco若R1<R时,该电压大部分落在R两端上,以致在音频包络负半波时,输入电压可能低于R两端的直 流电压,于是二极管截止,输出信号不再随输入信号包络的下降而改变,产生如图7-b的底边切割失真,要避免此 失真,应满足下式 m<R1/(R1+R) 式中:R为直流电阻,交流电阻R-=R//R1。不失真条件可写为m<R-/Ro、图8(a)是晶体管收音机的滤波电路, R1R2滤除464千赫载波信号的滤波器,电源-Ec经R3、R4供给二极管几十微安的偏置电流,接入偏置电流的目的 是提高检波效率,M点电压经C3、C4滤波后送至前级产生自动增益控制。 图8(b)是电视接收机的滤波电路,由于调制信号为高达6兆赫的图象信号,为防止对角切割失真,电容C1只选10 皮法,但只靠它滤除载波还不够,还要接入LC2滤波器,二极管串接小电阻200欧使信号增大,补偿二极管内阻的 减小,从而使传输系数相对稳事实上,检波线性也得到改善。

图8 收音机和电视机的检波电路

第十四章 滤波器和衰减器的电路设计
一、滤波器影象参数法的设计 滤波器是一种典型的选频电路,在给定的频段内,理论上它能让信号无衰减地通过电路,这一段称为通带外的其他 信号将受到很大的衰减,具有很大衰减的频段称为阻带,通带与阻带的交界频率称为截止频率,对滤波器的基本要 求 是 : 1)通带内信号的衰减要小,阻带内信号的衰减要大,由通带过渡到阻带的衰减特性陡直上升; ( (2)通带内 的特性阻抗要恒为常数,以便于阻抗匹配。 滤波器的分类如下: 滤波器: 1、无源滤波器 2、有源滤波器, 无源滤波器又分为:RC滤波器和LC滤波器, 3、RC滤波器又分为:1 低通RC滤波器 2 高通RC滤波器 3 带通RC滤波器 LC滤波器又分为:1 低通LC滤波器 2 高通LC滤波器 3 带阻LC滤波器 4 带通LC滤波器 有源滤波器又分为:1 有源高通滤波器 2 有源低通滤波器 3 有源带通滤波器 4 有源带阻滤波器 目前滤波器的分析和设计方法有两种:一是影像参数分析法,二是工作参数分析法(又称综合法) 。前者设计简单, 易于掌握,但这种滤波器的实测滤波特性与理论上的预定特性差别较大,在通带内又不能取得良好阻抗匹配,很难 满足对滤波特性精度高的要求;后者是以网络综合理论为基础的分析方法,它选区找出与理想滤波特性相近似的网 络函数,然后根据综合方法实现该网络函数,由这种方法设计出来的滤波器,实测的滤波特性与理论预定特性十分 接近,所以适合于高精度的滤波器设计要求。

RC滤波器[见表一]
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表一 高通滤波器 电路 计 算 公 式 三 分 贝 一 分 贝 (a) fc≈1/6.28RC

RC滤波器 低通滤波器 (b) fc≈1/6.28RC 带通滤波器 (c) fL≈1/[6.28C2(RL+RB)] fH≈(RL+RB)/6.28C1RL RB fL≈1/3.2C2(RL+RB) fH≈(RL+RB)/[3.2C1RLRB 已知:fH=200kHz,fL=15kHz 输入阻抗为10,输出阻抗为5kΩ ∵输入端和输出端要阻抗匹配 ∴令RL=10kΩ,RB=5kΩ,若按3分贝公式计算,则 C≈(RL+RB)/6.28fHRLRB=(10+5)×10 /6.28×200 ×10 ×10×5×10 =240pF C2≈1/6.28×15×10 ×(10+5)10 ≈680pF fL为下限截止频率, fH 为上限截止频率,通常 fH>10fL以上,才能避免 组合电路之间的显著干 扰 由于单级RC滤波器的过 滤特性缓慢,若要暗加 过滤特性的陡度可使用 多级的RC滤波器,由图 可见,每增加一级RC滤 波器,其截止频率上的 分贝衰减量将增加16dB 多级滤波器 (d)

fc≈1/3.2RC

fc≈1/3.2RC

计算实例

已知:fc=10kHz R=1kΩ 则3分贝的电容值为: C≈1/6.28fcR =1/6.28×10×10 ×10 ≈0.015μF RC 滤波 器适 用 于 滤 除音频信号的一种简 单滤波器,由于电容 器的电抗随频率升高 而减小,所以若串臂 接电容C, 并臂接电 阻 R就构成了高通滤波 器

已知fc=1kHZ R=3kΩ 则 3 分贝 的 电 容值为: C≈1/6.28fcR =1/6.28×10×1 0 ×10 ≈0.015μF 低通滤波器的 串臂接电阻 R, 并臂接电容 C, 由于电容器的 容抗随频率升 高而减小,所 以信号的高频 成分不能通过 滤波器

特点

注明

上述公式的单位是:R、RL、RB为Ω,C、C1、C2、为F,fc、fL、fH为Hz

2.LC滤波器 LC滤波器适用于高频信号的滤波,它由电感L和电容C所组成,由于感抗随频率增加而增加,而容抗随频率增加而 减小,因此LC低通滤波器的串臂接电感,并臂接电容,高通滤波器的L、C位置,则与它相反,通常,LC滤波器有 两类,一是定K式LC滤波器,二是m推演式LC滤波器。 K式滤波器是指串臂阻抗Z1和并臂阻抗Z2的乘积是一个不随频率变化的常数K 。由于K的量纲为电阻,所以又写成 K =R Z1×Z2,表二列出四种K式滤波器(低通、高通、带通、带阻)的滤波特性曲线及计算公式。表中a为衰减函 数,单位为奈培(Np)或分贝(dB) 1dB=0.12Np)。b为相移函数,单位为弧度,从表中可见:K式滤波器存在两 ( 个主要缺点: (1)在通带内影像阻抗Zc随频率变化较大,从而造成阻抗匹配困难, (2)截止频率上的滤波特性不够陡直,要克服这些缺陷,就要采用m式滤波器或采用m式和K式组成的混合滤波器 。 m式滤波器是从K式滤波器演变过来,如图一。若在图(a)K式滤波器的并臂中串入一个与串臂同性质的电抗,促 使它的截止频率附近出现串联谐振, 由于谐振点处的衰减量趋向无限大, 因而使截止频率上的滤波特性陡直地上升 。
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由图(a)K式T型滤波器演变为图(b)的波波器,称为T型串联m式滤波器。同理,也可在K式π型并联m式滤波器 图C是m式低通滤波器的衰减特性。m取值为1,即为原型定K滤波器,m值愈小,则进入阻带后的衰减曲线愈陡直 上升,但过无限大衰减频率后衰减却急剧下降,面 K式(即m=1)滤波器的衰减特性则随频率的增高而单调上升, 若将m式与K式级联使用,取长补短就能就能得到更佳的衰减特性

图 1 图2是将T型串联m式滤波器从O、O′之间劈开两半,从而得到两个半节的 T型串联,m式滤波器, 。从 O、O′两端往 左或右看进去的阻抗均为Z′πm,Z′πm称为倒L型串联m式滤波器的影像阻抗。图3示出Z′πm随频率变化的情况,当 m=0.6时,Z′πm在通带内基本上恒为常驻数而倒L滤波器的联滤波器的首尾两边,就能使滤波器与信号源及负载得 良好的阻抗匹配。

图2

图3

第十五章 多级调谐放大器分析与调试方法
下图是为4D4型电视机的中放电路,其中 201、202、203、204是吸收回路,分别对相邻高低频道的图像及伴音的 干扰频率进行吸收,其吸收频率分别为38.5兆赫、29兆赫、30.5兆赫、39.5兆赫。本电路采用三级单回路调路调谐 放大器组成,第一至第三级的谐振频率分别是:34.5兆赫、33兆赫、36兆赫,故属于三级参差调谐放大器电路,该 电路采用失配法来实现防止自激的,故每级调谐回路并联一个阻尼电阻( 2千欧、3.3千欧、22千欧) ,为了避免级 间经电源内阻产生的交流耦合,采用了多个滤波电路:Cφ1Rφ1-Cφ4Rφ4以及Cφ5Lφ1、Cφ6Rφ20

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调整方法: 1、按规定要求调整各级直流工作点 2、调整中频放大电路的频率特性 这里介绍一种简单的万用表调试法,适合于业余爱好者检修电视机用,这种方法是利用AGC电压作中放电路输出电 压的指示。调整时假定高频头工作正常,能收到电视台信号,具全步骤如下: (1)先将吸收回路(201、202、203、204)断开接地端,待调整吸收回路时才逐一接上, (2)接收电视信号,并以万用表监视AGC电压,调整中周2B1磁芯,使万用表读数最大,此时2B1谐振于34.5兆赫; 然后调中周2B1,也使万用表读数据最大,再把磁芯向电感增加的方向旋转1-2圈,使万用表读数稍有减小,但不很 明显为宜,这样使2B2谐振在33兆赫附近,最近调节中周2B3,使万用表读数最大,再把磁芯向电感量减小方向旋 转1-2圈,使万用表读数略有减小,但不很明显为宜,这样2B3谐振在36附近。 (3)调整电感206,又使万用表读数最大,再按步骤(2)的过程重调一趟。 上述调试过程,可能出现伴音干扰问题,但可以暂不管它,待调整吸收电路时此现象将会消除,使用此方法应注意 三点: 1、调整时要了解清楚中周的磁芯位置与电感量增减的关系,对10A型中周,当磁帽靠近:“王”字磁芯时,电感量增 加,反之,电感量减小, 2、若信号弱时以监测中放AGC为宜;若信号强时,则监测高放AGC为宜, 3、应合适地选用万用表量程或用电压补偿方法把变化电压显示出来。例如当 AGC电压变为从0-0.2伏,然后改用1 伏档监测,这样指针摆动范围较明显。 这种方法不仅适用于调整电视中放,也可以用来调整其他中频电路,此时中输出可接上二极检波电路,以万用表监 测检出的直流电压,又以信号源输入信号给中放电路,周整方法可参考前述步骤(2)进行。

第十六章 集成运算放大器
一:零点漂移 零点漂移可描述为:输入电压为零,输出电压偏离零值的变化。它又被简称为:零漂 零点漂移是怎样形成的: 运算放大器均是采用直接耦合的方式,我们知道直接耦合式放大电路的各级的Q点是相互 影响的,由于各级的放大作用,第一级的微弱变化,会使输出级产生很大的变化。当输入短路时(由于一些原因使 输入级的Q点发生微弱变化 象:温度) ,输出将随时间缓慢变化,这样就形成了零点漂移。 产生零漂的原因是:晶体三极管的参数受温度的影响。解决零漂最有效的措施是:采用差动电路。 二:差动放大电路 1、差动放大电路的基本形式 如图(1)所示

基本形式对电路的要求是:两个电路的参数完全对称两个管子的温度特性也完全对称。 它的工作原理是:当输入信号Ui=0时,则两管的电流相等,两管的集点极电位也相等,所以输出电压Uo=UC1 -UC2=0。 温度上升时,两管电流均增加,则集电极电位均下降,由于它们处于同一温度环境,因此两管的电流和电压变化量 均相等,其输出电压仍然为零。

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它的放大作用 (输入信号有两 种类型)

(1)共模信号及共模电压的放大倍数 Auc 共模信号---在差动放大管T1和T2的基极接入幅度相等、极性相同的信号。如图(2)所示 共模信号的作用,对两管的作用是同向的,将引起两管电流同量的增加,集电极电位也同量减小,因此两管集电极

输出共模电压Uoc为零。因此: 于是差动电路对称时, 对共模 信号的抑制能力强



(2)差模信号及差模电压放大倍数 Aud 差模信号---在差动放大管T1和T2的基极分别加入幅度相等而极性相反的信号。如图(3)所示 差模信号的作用,由于信号的极性相反,因此T1管集电极电压下降,T2管的集电极电压上升,且二者的变化量的绝 对值相等,因此: 此时的两管基极的信号为:

所以:

,由此我们可以看出差动电路的差模电压放大倍数等于单管

电压的放大倍数。 基本差动电路存在如下问题: 电路难于绝对对称,因此输出仍然存在零漂;管子没有采取消除零漂的措施,有 时会使电路失去放大能力;它要对地输出,此时的零漂与单管放大电路一样。 为此我们要学习另一种差动放大电路------长尾式差动放大电路 2:长尾式差动放大电路 它又被称为射极耦合差动放大电路,如右图所示: 图中的两个管子通过射极电阻Re和Uee 耦合。 下面我们来学习它的一些指标

(1)静态工作点 静态时,输入短路,由于流过电阻Re的电流为IE1和IE2之和,且电路对称,IE1=IE2,

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因此: (2)对共模信号的抑制作用 在这里我们只学习共模信号对长尾电路中的Re的作用。由于是同向变化的,因此流过Re的共模信号电流是 Ie1+Ie2=2Ie,对每一管来说,可视为在射极接入电阻为2Re。

它的共模放大倍数为:

(用第二章学的方法求得)

由此式我们可以看出Re的接入,使每管的共模放大倍数下降了很多(对零漂具有很强的抑制作用) (3)对差模信号的放大作用 差模信号引起两管电流的反向变化(一管电流上升,一管电流下降) ,流过射极电阻Re的差模电流为Ie1 -Ie2 ,由于 电路对称,所以流过Re的差模电流为零,Re上的差模信号电压也为零,因此射极视为地电位,此处“地”称为“虚 地”。因此差模信号时,Re不产生影响。

由于Re对差模信号不产生影响,故双端输出的差模放大倍数仍为单管放大倍数: (4)共模抑制比(CMRR)

我们一般用共模抑制比来衡量差动放大电路性能的优劣。CMRR定义如下: 它的值越大,表明电路对共模信号的抑制能力越好。

有时还用对数的形式表示共模抑制比,即: 增益。CMR的单位为:分贝 (dB)

,其中

为差模

(5)一般输入信号情况 如果差动电路的输入信号,即不是共模也不是差模信号时:我们要把输入信号分解为一对共模信号和一对差模信 号,它们共同作用在差动电路的输入端。 例1:如右图所示电路,已知差模增益为48dB,共 模抑制比为67dB,Ui1=5V,U i2=5.01V, 试求输出电压Uo 解:∵ =48dB,∴Aud≈-251,

又∵CMR=67dB ∴CMRR≈2239 ∴Auc=Aud/CMRR≈0.11

则输出电压为:

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三:集成运放的组成 它由四部分组成: 1、偏置电路; 2、输入级:为了抑制零漂,采用差动放大电路 3、中间级:为了提高放大倍数,一般采用有源负载的共射放大电路。 4、输出级:为了提高电路驱动负载的能力,一般采用互补对称输出级电路 四:集成运放的性能指标 1、开环差模电压放大倍数 Aod 它是指集成运放在无外加反馈回路的情况下的差模电压的放大倍数。 2、最大输出电压 Uop-p 它是指一定电压下,集成运放的最大不失真输出电压的峰--峰值。 3、差模输入电阻rid 它的大小反映了集成运放输入端向差模输入信号源索取电流的大小。要求它愈大愈好。 4、输出电阻 rO 它的大小反映了集成运放在小信号输出时的负载能力。 5、共模抑制比 CMRR 它放映了集成运放对共模输入信号的抑制能力,其定义同差动放大电路。CMRR越大越好。 五:低频等效电路 在电路中集成运放作为一个完整的独立的器件来对待。于是在分析、计算时我们用等效电路来代替集成运放。 由于集成运放主要用于频率不高的场合,因此我们只学习低频率时的等效电路。 右图所示为集成运放的符号,它有两个输 入端和一个输出端。 其中:标有的为同相输入端 (输出电压的 相位与该输入电压的相位相同 ) 标 有的为反相输入端 (输出电压的相位与该 输入电压的相位相反) 六:理想集成运放 一般我们是把集成运放视为理想的(将集成运放的各项技术指标理想化) 开环电压放大倍数: 共模抑制比: 无干扰无噪声 输入电阻: 输出电阻: 失调电压 、失调电流 输入偏置电流:

-3dB带宽: 及它们的温漂均为零

七:集成运放工作在线性区的特性 当集成运放工作在线性放大区时的条件是: (1) 注:
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(2)

(1)即:同相输入端与反相输入端的电位相等,但不是短路。我们把满足这个条件称为"虚短" (2)即:理想运放的输入电阻为∞,因此集成运放输入端不取电流。 我们在计算电路时,只要是线性应用,均可以应用以上的两个结论,因此我们要掌握好! 当集成运放工作在线性区时,它的输入、输出的关系式为: 八:集成运放工作在非线性工作区 当集成运放工作在非线性区时的条件是:集成运放在非线性工作区内一般是开环运用或加正反馈。它的输入输出关 系是: 它的输出电压有两种形态: (1)当 它的输入电流仍为零(因为 )即: 时, (2)当 时,

集成运放工作在不同区域时,近似条件不同,我们在分析集成运放时,应先判断它工作在什麽区域,然后再用上述 公式对集成运放进行分析、计算。 九:比例运算电路 定义:将输入信号按比例放大的电路,称为比例运算电路。 分类:反向比例电路、同相比例电路、差动比例电路。 (按输入信号加入不同的输入端分) 比例放大电路是集成运算放大电路的三种主要放大形式 (1)反向比例电路 输入信号加入反相输入端,电路如图(1)所示: 输出特性:因为: ,

所以:

从上式我们可以看出:Uo与Ui是比例关系,改变比例系数 极性相反。

,即可改变Uo的数值。负号表示输出电压与输入电压

反向比例电路的特点: (1)反向比例电路由于存在"虚地",因此它的共模输入电压为零.即:它对集成运放的共模抑制比要求低 (2)输入电阻低:r i=R 1.因此对输入信号的负载能力有一定的要求. (2)同相比例电路
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输入信号加入同相输入端,电路如图(2)所示: 输出特性:

因为:

(虚短但不是虚地) ;



所以: 改变Rf/R 1即可改变Uo的值,输入、输出电压的极性相同同相比例电路的特点: (1)输入电阻高;(2)由于 (电路的共模输入信号高),因此集成运放的共模抑制比要求高

(3)差动比例电路 输入信号分别加之反相输入端和同相输入端,电路图如图(3)所示:

它的输出电压为: 十 :和、差电路 (1)反相求和电路

由此我们可以看出它实际完成的是:对输入两信号的差运算。

它的电路图如图(1)所示:(输入端的个数可根据需要进行调整)其中电阻R'为:

它的输出电压与输入电压的关系为: 它可以模拟方程: 。它的特点与反相比例电路相同。它可十分方便的某一电路的输

入电阻,来改变电路的比例关系,而不影响其它路的比例关系。 (2)同相求和电路

它的电路图如图(2)所示: (输入端的个数可根据需要进行调整)

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它的输出电压与输入电压的关系为: 入信号大,因此它的应用不很广泛。 (3)和差电路

。它的调节不如反相求和电路,而且它的共模输

它的电路图如图(3)所示: 此电路的功能是对Ui1、Ui2进行反相求和,对Ui3、U i4进行同相求和,然后进行的叠加即得和差结果。

它的输入输出电压的关系是:



由于该电路用一只集成运放,它的电阻计算和电路调整均不方便,因此我们常用二级集成运放组成和差电路。它 的电路图如图(4)所示 它的输入输出电压的关系是:

它的后级对前级没有影响 (采用的是理想的集成运放) , 它的计算十分方便。 十一:积分电路和微分电路 (1)积分电路 它可实现积分运算及产生三角波形等。积分运算是:输 出电压与输入电压呈积分关系。它的电路图如图 (1)所 示:它是利用电容的充放电来实现积分运算

它的输入、输出电压的关系为: 如果电路输入的电压波形是方形,则产生三角波形输出。 (2)微分电路 微分是积分的逆运算,它的输出电压与输入电压呈微分 关系。电路图如图(2)所示:

其中:

表示电容两端的初始电压值.

它的输入、输出电压的关系为:

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十二:对数和指数运算电路 (1)对数运算电路 对数运算电路就是是输出电压与输入电压呈对数函数。 我们把反相比例电路中 R f用二极管或三级管代替级组 成了对数运算电路。电路图如图(3)所示:

它的输入、输出电压的关系为:

(也可以用三级管代替二极管)

(2)指数运算电路 指数运算电路是对数运算的逆运算 ,将指数运算电路的 二极管(三级管)与电阻R对换即可。电路图如(4)所示

它的输入、输出电压的关系为: 利用对数和指数运算以及比例,和差运算电路,可组成乘法或除法运算电路和其它非线性运算电路 十三:滤波电路的基础知识 滤波电路的作用:允许规定范围内的信号通过;而使规定范围之外的信号不能通过。 滤波电路的分类: (按工作频率的不同) 低通滤波器:允许低频率的信号通过,将高频信号衰减。 高通滤波器:允许高频信号通过,将低频信号衰减。 带通滤波器:允许一定频带范围内的信号通过,将此频带外的信号衰减。 带阻滤波器:阻止某一频带范围内的信号通过,而允许此频带以外的信号衰减。 我们在电路分析课程中已学习了,利用电阻、电容等无源器件构成的滤波电路,但它有很大的缺陷如:电路增益 小;驱动负载能力差等。为此我们要学习有源滤波电路。 十四:有源滤波电路 (1)低通滤波电路 它的电路图如图 (1)所示:(我们以无源滤波网络 RC接至集成运 放的同相输入端为例) 它的幅频特性如图(2)所示: 它的传输函数为:

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其中:Aup为通带电压放大被数,

;通带截止角频率

对于低有源滤波电路,我们可以通过改变电阻Rf和R1的阻值来调节通带电压的放大被数。 (2)高通滤波电路 它的电路图如图 (3)所示:(我们以无源滤波网络接至集成运 放的反相输入端为例)

同样我们可以得到它的幅频特定如图(4)所示:

它的传输函数为:

其中:

(通带电压放大被数);

(通带截止角频率)

(3)带通滤波电路和带阻滤波电路 将低通滤波电路和高通滤波电路进行不同组合,即可的获得带通滤波电路和带阻滤波电路,它们的电路图分别 为:如图(5)所示带通滤波电路;如图(6)所示带阻滤波电路:

十五:电压比较器的基础知识 电压比较器的功能:比较两个电压的大小(用输出电压的高或低电平,表示两个输入电压的大小关系) 电压比较器的作用:它可用作模拟电路和数字电路的接口,还可以用作波形产生和变换电路等。 注:电压比较器中的集成运放通常工作在非线性区。及满足如下关系: U->U+ 时 UO =UOL U-<U+ 时 U O=UOH

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简单电压比较器 我们把参考电压和输入信号分别接至集成运放的同相和反相输入端,就组成了简单的电压比较器。如图(1)、 2) ( 所示:

下面我们对它们进行分析一下 (只对图 (1) 所示的电路进行分析) 它的传输特性如图(3)所示: 它表明: 输入电压从低逐渐升高经过UR时, uo将从高电平变为低电平。相反, 当输入电 压从高逐渐到低时,o 将从低电平变为高电 u 平。 阈值电压:我们将比较器的输出电压从一个电平跳变到另一个电平时对应的输入电压的值。它还被称为门限电压。 简称为:阈值。用符号UTH 表示。 利用简单电压比较器可将正弦波变为同频率的方波或矩形波。 例:电路如(1)所示,输入电压为正弦波如图(4)所示,试画出输出波形

解:输出波形与UR有关,输出波形如图(5)所示 简单的电压比较器结构简单,灵敏多高,但是抗干能力差,因此我们就要对它进行改进。改进后的电压比较器有: 滞回比较器和窗口比较器。在此对它们不作要求。 我们前面学习的比较器都是用集成运放构成的,它存在着一定的缺点。我们一般用集成电压比较器来代替它。集 成电压比较器的固有特点是: 可直接驱动TTL等数字集成电路器件;它的响应速度比同等价格集成运放构成比较器快;为提高速度,集成电压 比较器内部电路的输入级工作电流较大。

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